本申请是于2015年2月3日提交的申请号为201510054932.9、名称为“具有相电流估计器的开关功率转换器电流感测”的中国发明专利申请的分案申请。
本申请涉及开关功率转换器，特别是开关功率转换器中的相电流感测和估计。
背景技术：
由于其高效性以及所占据的面积/体积小，开关功率转换器被广泛地用于现代电子系统中的各种应用，例如用于电信的计算(服务器和移动台)和pol(负载点系统point-of-load)。广泛接受的开关功率转换器包括降压、升压、降压-升压、正向、逆向、半桥、全桥和sepic拓扑结构。多相降压转换器尤其适于提供在低电压下的高性能集成电路所需的高电流，例如微处理器、图形处理器、和网络处理器。降压转换器可以用有源部件来实现，例如脉冲宽度调制(pwm)控制器ic(集成电路)、驱动器电路、包括功率mosfet(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)的一个或多个相、以及无源部件，如电感器、变压器或耦合的电感器、电容器、和电阻器。多个相可以通过相应电感器并联连接到负载，以满足高输出的电流需求。
现代高性能电源需要相电流信息，以向负载提供高质量功率。相电流信息在提供诸如相位故障检测、电流平衡、节能模式、过电流和负电流保护、以及改善的瞬态响应的关键特征时是很重要的。传统的多相数字开关电源转换器包括电流感测/采样网络，用于获得相电流信息。然而，传统电流采样网络消耗大量的功率和控制器芯片(晶片)上的面积，因此需要一种具有低功率和面积消耗的高性能电流采样网络。
例如，一种用于采样相电流信息的常规方法是高分辨率和高速电流快闪adc(模拟-数字转换器)。快闪adc提供快速转换和高精度，但是具有高成本和高泄漏电流、控制器芯片上的高功率和面积消耗。获得相电流信息的另一种传统方法是跟踪adc。但是，跟踪adc易受噪声影响，具有相对较高的控制器芯片上的功率和面积消耗，并在高开关频率时具有不好的跟踪能力和性能。获得相电流信息的又一种常规方法是西格玛-德尔塔adc。然而，西格玛-德尔塔adc在高开关频率时具有不好的跟踪能力，需要以比信号带宽大得多的速率进行过采样，并且在数字输出和相应的采样时刻之间具有很大的延迟。
技术实现要素：
根据相电流估计器的一个实施例，相电流估计器包括模拟电路，可操作为通过比较开关功率转换器的相电流与表示相电流的估计值的模拟值，来产生相电流估计误差。该相电流估计器还包括数字电路，可操作为基于相电流估计误差和多个与开关功率转换器的操作相关联的参数来修改相电流估计值。
根据开关功率转换器的一个实施例，开关功率转换器包括相，所述相可操作为将相电流输送到负载和相电流估计器。该相电流估计器包括模拟电路，可操作为通过比较开关功率转换器的相电流与表示相电流的估计值的模拟值，来产生相电流估计误差。该相电流估计器还包括数字电路，可操作为基于相电流估计误差和多个与开关功率转换器的操作相关联的参数来修改相电流估计值。开关功率转换器还可以包括估计器故障检测单元，可操作为比较相电流与相电流估计值来确定相电流与相电流估计值之间的差别是否超过阈值，以用于指示不合标准的相电流估计值。
根据开关功率转换器中的相电流的估计方法的一个实施例，所述方法包括：通过模拟电路比较开关功率转换器的相电流与相电流的估计值，以产生相电流估计误差；并且基于相电流估计误差和多个与开关功率转换器的操作相关联的参数来通过数字电路修正相电流估计值。
本领域技术人员在阅读以下详细描述并且查看了附图之后，将认识到附加的特征和优点。
附图说明
附图中的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记表示相应的类似部分。各个所示实施例的特征可以组合，除非它们彼此排斥。本发明的实施例在附图中示出并详述于下面的描述。
图1示出了具有相电流估计值和估计器故障检测的开关功率转换器的实施例的框图。
图2示出了模拟和数字电路的框图，其包含图1的开关功率转换器中包括的相电流估计器。
图3是相电流估计器的模拟和数字电路的更详细的图示。
图4示出了与开关功率转换器的pwm操作相关联的各个波形图。
图5示出了相电流估计器的相电流跟踪单元的实施例的框图。
图6示出了相电流估计器的相电流斜率估计器单元的实施例的框图。
图7示出了相电流估计器的相电流斜率估计器单元的另一实施例的框图。
图8示出了相电流估计器的相电流斜率校正单元的实施例的框图。
图9示出了与相电流斜率校正单元的操作相关联的各个波形图。
图10示出了与相电流估计器的操作相关联的各个波形图。
图11示出了估计器故障检测单元的实施例的框图。
图12示出了开关功率转换器中的相电流估计方法的实施例的流程图。
具体实施方式
在此描述的实施例通过使用基于系统信息产生的相电流的估计值，改进了开关功率转换器的相电流跟踪回路的性能，系统信息例如输入电压、输出电压、输出电感和用于控制开关功率转换器的相的pwm信号的状态。闭环系统可以通过线性反馈形成。另外，可以提供非线性积分器反馈，其能够补偿参数公差和较差的相电流估计值。本文所述的相电流估计实施例可以结合实际的和估计的相电流信息，以生成非常高性能的跟踪和噪声抑制。结果，整个开关功率转换器系统不需要在高时钟速率的情况下运行。相反，相电流估计器的模拟部分可以以比估计器的数字部分慢得多的速率运行，相比于对整个开关功率转换器系统使用单个时钟速率的传统方法，其减少了片上功耗，同时产生相同或更好的性能。这里所述的相电流采样估计实施例也对量化和测量噪声较不敏感，并可以重构相电流的丢失的正斜率，在高阻抗(hiz)模式期间估计相电流，实现非常有效和简单的估计器故障检测器，用于检测不精确的电流估计和不好(不合标准)的跟踪条件，并提供针对寄生效应和电感器值公差的自适应调整。
图1示出了开关功率转换器的一个实施例，其包括功率级100，包括多个相102及控制器200，例如微控制器、微处理器、asic(专用集成电路)等，用于控制功率级100的操作。功率级100向负载104提供规定的电压。功率级100的每个相102可操作为通过单独的电感器(lx)向负载104输送相电流(iphx)，负载104经由电感器和输出电容器(cout)连接到开关功率转换器。所述负载104可以是高性能集成电路，诸如微处理器、图形处理器、网络处理器等或其它类型的需要电压调节的电子电路。
每个相102具有高侧开关(hsx)和低侧开关(lsx)，其用于通过相应的电感器耦合到所述负载104。每一相102的高侧开关可切换地将负载104连接到开关功率转换器的输入电压(vin)，并且所述相应的低侧开关可开关地以不同的周期将所述负载104连接到地。为了便于举例说明，在图1中示出三个相102(n＝3)，然而所述功率级100可包括任意数量的相102，包括单相或多于一个相。
控制器200通过调节输送到负载104的相电流，调整由功率级100输送到负载104的电压(vsense)。控制器200包括脉冲宽度调制器(pwm)202，用于对功率级100的开关的每个相102进行开关。一旦负载电流为低(例如低于相电流的一半)，同步转换器允许负电流(反向电流)流经低侧开关和它消失的地方。然而，如果低侧开关关断，相应的主体二极管不能导通反向电流，且其保持在hiz(高阻抗)或零电流，其被称为dcm(非连续导通模式)。开关功率转换器还可以工作在具有电流汇入能力的连续导通模式(ccm)。
驱动器106响应于由pwm202提供的pwm控制信号(pwm1、pwm2、……、pwmn)，向相应的相102的高侧和低侧开关的栅极提供栅极驱动信号(ghx、glx)。相102的活动状态以及高侧和低侧开关的占空比至少部分地基于施加到负载104上的输出电压(vsense)104确定，使得开关功率转换器可以尽可能快且可靠地对变化的负载条件作出反应。
控制器200可以应对从一个参考电压到另一个参考电压的变化。控制器还可以确定输出电压(vsense)和参考电压之间的误差，并且将误差电压转换成数字形式，并将其给pwm202，用于改变各相的开关周期，例如通过调节pwm控制信号的占空比。这种电压调节功能在典型数字控制开关功率转换器中是标准的，因此在这方面没有给出进一步的解释。
除了调节输送到负载104的电压，控制器200还包括相电流估计器204，用于对所检测到的相102的相电流(iph1、iph2、…、iphn)进行估计与采样，并将模拟的感测到的电流信息转换成采样得到的(数字)电流信息。该相电流估计器204还可以将采样得到的相电流信息转换为对pwm控制信号的占空比的调节，以调节相电流，从而使它们保持平衡。
图2更详细地示出了相电流估计器204。相电流估计器204包括模拟电路206和数字电路208。与数字电路208相比，模拟电路206操作在较低的速率f1，数字电路208以更快的速率f2(f2>>f1)被定时，导致控制器芯片(晶片)上的更小功率和更小面积消耗，以及更有效的电流采样网络。例如，具有少量的比特和缓慢的dac(数模转换器)的小尺寸adc(模数转换器)仍可具有很好的性能。数字电路208运行在较高的时钟速率(f2)，在该速率上，可以更好地进行用于相电流跟踪的非线性计算和算法。数字电路208计算并调节相电流的正、负斜坡，以提高开关功率转换器的相电流跟踪能力。
在一个实施例中，通过以第一时钟速率(f1)比较开关功率转换器的相电流(iph)与采样得到的相电流估计值(isample)的模拟形式(iph_estimate)，模拟电路206产生相电流估计误差(ierror_d)，所述第一时钟速率不足以精确地对所述相电流采样和跟踪。即，第一时钟速率没有高到足以对瞬时相电流采样和跟踪。相反，相电流估计器204基于模拟电路206提供的误差信息和多个与开关功率转换器的操作相关联的参数，产生相电流的估计值，所述参数例如是输入电压(vin)、输出电压(vout)和pwm控制信号的状态。数字电路208以大于第一时钟速率的第二时钟速率(f2)，基于相电流估计误差(ierror_d)和提供给数字电路208的系统参数，修正相电流估计值(isample)。这样，相电流是在数字域中以比模拟电路206支持的更高的时钟速率进行估计，因此例如相比于跟踪adc或西格玛-德尔塔adc，可以使用较不复杂和较低功率的模拟电路206。
图3示出了相电流估计器204的模拟和数字电路206、208的一个实施例。根据本实施例，模拟电路206包括具有n位的精确度的dac210，用于以较低的第一时钟速率f1，例如f1<<f2，将数字电路208产生的相电流估计值(isample)转换成对应的模拟形式(iph_estimate)。然后将模拟相电流估计值(iph_estimate)从相电流(iph)中减去，以产生该模拟误差信号(ierror)。由于f1<<f2，dac210可以是小尺寸和低分辨率dac。adc212以较低的第一时钟速率f1将模拟误差信号转换成数字误差信号(ierror_d)，以供相电流估计器204的数字电路208分析。adc212可包括多个比较器，用于将所述模拟误差信号转换成相应的数字信号。
进一步根据图3所示的实施例，相电流估计器204的数字电路208包括跟踪单元214、斜率估计器单元216和斜率校正单元218。该跟踪单元214根据pwm周期的状态(pwm_hiz、pwm_on、pwm_off、pwm_tr)，以不同的增益值(ktrack_on/off、ktrack_tr)缩放相电流估计误差(ierror_d)。pwm周期的状态在后面进一步结合图4详细解释。下一个跟踪估计值(itrack)是基于相电流估计误差(ierror_d)。由跟踪单元214执行的跟踪包括，如果ierror_d指示相电流的正斜率误差，则以一个极性来调整下一个跟踪估计值，并且如果ierror_d指示相电流的负斜率误差，则以一个相反的极性来调整下一个跟踪估计值。调整的幅度取决于误差幅度(即误差幅度越大，调整的量越大)。
斜率估计器单元216产生相电流的估计值(slope_est)，其取决于pwm周期的pwm状态(pwm_hiz、pwm_on、pwm_off)和与开关功率转换器的操作相关联的电压参数，例如输入和输出电压(vin、vout)。例如，斜率估计器单元216可基于期望的相电流的已知或假定的正斜率和负斜率之间的关系(正斜率和负斜率反比于电感器，以及斜率取决于vin和vout)，来产生相电流的估计值(slope_est)。在另一实施例中，斜率估计器单元216可基于相电流纹波的假定形状，产生相电流的估计值(slope_est)，所述相电流纹波的假定形状是施加到每一相102的开关或开关(hsn，lsn)的栅极的控制信号(ghn，gln)、pwm状态、或pwm控制信号的函数。在另一个实施例中，当电流流过每个相102的低侧开关(lsn)的主体二极管变为零时，斜率估计器单元216可基于相电流的更陡的负斜率，产生新的相电流的估计值(slope_est)。
斜率校正单元218校正相电流估计误差(ierror_d)中的积分误差。通过执行该校正，数字电路208产生的下一个相电流估计值(isample)得到调节，以补偿估计器误差。下一个相电流采样的估计值是通过将跟踪单元214、斜率估计器单元216和斜率校正单元218的输出相加产生的。加起来的信号可由工作在较快的时钟速率f2下的计数器220随时间累加，并由工作在较慢的时钟速率f1下的抽取器222向下采样，以用于输入到模拟电路206作为下一个pwm周期的相电流估计值。
相电流估计器204使用各种系统参数，诸如输入电压(vin)、输出电压(vout)、主体二极管电压降(vd)、电感(l)和每个pwm周期期间的pwm控制信号的状态，以产生如上所述的相电流的估计值(isample)。pwm发生器逻辑224基于由控制器产生的pwm控制信号，产生图4所示的pwm状态信息，用于由相电流估计器204估计开关功率转换器的相电流。
图4的波形(a)示出了理想的相电流(iph_ideal)，其具有期望的锯齿形或三角形纹波图案。当相102正确地工作(即按照期望的或设计的)，例如当相102中不包括故障开关，耦合到相102的电感器(l)没有发生故障，输出电容器(c)没有发生故障，以及相102和负载104之间的连接没有损坏时，由开关功率转换器的相102输送到负载104的电流具有图4中的期望波形(a)。否则，相102所输送的电流将不具有图4中的预期波形，相反，相电流的正(p)斜坡和/或负(n)斜坡将具有比预期更陡的或更窄的斜率或甚至丢失。
图4的波形(b)示出了施加到每个相102的开关(hsh、lsn)的栅极的pwm控制信号(pwm)。pwm控制信号包括非活动时间段之前的每个pwm周期的开始时的脉冲。图4的波形(c)示出了pwm控制信号的延迟版本(pwm_on)，其是用于补偿驱动器106与每个相102的相应开关(hsh、lsn)之间的延迟(pwm_dly)。基于pwm_on估计相电流比基于pwm更精确。图4的波形(d)示出了过渡时间段(pwm_tr)，在此期间，斜率估计器单元216和斜率校正单元218可以被停用，且只有跟踪单元214提供反馈回路。图4的波形(e)示出了pwm周期的剩余时间段(pwm_off)，其中任何瞬变都应当停息，并且与pwm_tr和pwm_on相比，相电流跟踪是最精确的(pwm_on状态可以有非常大的噪音，pwm_tr状态可以有瞬时振荡)。这样，在pwm_off状态期间可以获得相电流的负斜率的良好估计。由于输出电压(vout)、输入电压(vin)和pwm占空比之间的关系由控制器200获知并可以用于相电流估计器204，因此相电流估计器204可以将pwm_off状态期间产生的相对无噪声相电流负斜率估计值转换为相电流的正斜率估计值，以使得有噪声的pwm_on状态和有瞬时振荡的pwm_tr状态不会不利地影响正斜率估计值。
图5示出了相电流估计器204的跟踪单元214的一个实施例。跟踪单元214向反馈回路提供缩放后的误差反馈(itrack)。pwm周期的每个状态(pwm_on、pwm_off和pwm_tr)的增益(ktrack_on/off、ktrack_tr)可以是不同的。例如，pwm_on和pwm_off状态的增益(ktrack_on/off)可为小于1，而pwm_tr状态的增益(ktrack_tr)可以接近1，这是因为没有估计和跟踪回路应当发生。使用小增益的优点是衰减系统中的传播噪声。在一些情况中，诸如开关速率低，其中相电流从正斜率到负斜率缓慢地变化或处于休眠模式中，跟踪单元214自身可提供良好的跟踪响应，即斜率估计器单元216和斜率校正单元218在这样的条件下可以停用，如果需要的话。例如，在高阻抗(hiz)模式，并且一旦相电流低于某一值，例如，如图10所示的被设置为低的igc所指示的，控制器200可以切换到跟踪模式(图5中标记为track_mode的信号所指示的)，其中跟踪单元214保持启用，而斜率估计器单元216和斜率校正单元218被停用。相反，如果开关功率转换器工作于高开关速率，在该速率上相电流从正斜率快速地变化为负斜率，斜率估计器单元216和斜率校正单元218被启用。为了这个目的，控制器200可以包括数字逻辑300，其在这些条件下产生解除激活信号(解除激活)，或者当跟踪模式信号(track_mode)指示解除激活。
跟踪单元302包括逻辑，用于基于pwm周期的状态和跟踪模式信号的状态来控制mux(多路复用器)304。跟踪单元214还包括第一乘法器306，用于在接通pwm状态(pwm_on)期间，以第一增益值(ktrack_on)缩放相电流估计误差(ierror_d)，其中pwm脉冲在pwm周期的第一部分被激活，并且相电流具有如图4的波形(a)所示的正斜率(p)。相同(或不同)的乘法器306用于在关断pwm状态(pwm_off)期间，以第二增益值(ktrack_off)缩放相电流估计误差(ierror_d)，其中pwm脉冲在pwm周期的第二(稍后)部分被解除激活，并且相电流具有如图4的波形(a)所示的负斜率(n)。
跟踪单元214还包括附加的乘法器308，用于在接通和关断pwm状态之间的过渡pwm状态期间，以第三增益值(ktrack_tr)缩放相电流估计误差(ierror_d)，其中相电流从正斜率(p)转变为负斜率(n)，如图4的波形(a)所示。在一个实施例中，第二增益值(ktrack_off)大于第一和第三增益值(ktrack_on、ktrack_tr)，使得相电流估计误差在pwm周期的关断pwm状态期间比接通pwm和过渡pwm状态期间以更大的值缩放，接通和过渡pwm状态往往比pwm_off具有更多的噪声(pwm_on)和更多的瞬时振荡(pwm_tr)。
mux选择逻辑302基于pwm周期的当前状态，确定相电流估计误差的哪个缩放版本被选为跟踪单元214的输出(itrack)。例如，在当前pwm状态是pwm_on时，itrack＝ierror_d×ktrack_on，在当前pwm状态是pwm_tr时，itrack＝ierror_d×ktrack_tr，在当前pwm状态是pwm_off时，itrack＝ierror_d×ktrack_off。在hiz模式中或在跟踪模式信号指示时，跟踪单元214可以保持启用，斜率估计器单元216和斜率校正单元218可以被停用，如上面所解释的。
图6示出了相电流估计器204的斜率估计器单元216的一个实施例。斜率估计器单元216基于监视施加到每一相102的开关的控制信号(ghn、gln)、pwm控制信号(接通、关断、高阻抗等)的状态、或pwm控制信号的三价输入而工作，并提供了相电流的估计值(slope_est)。在理想的情况下，相电流估计值(isample)是完美的，误差(ierror_d)变为零，并且跟踪单元214和斜率校正单元218也将不产生任何输出。实际上由于参数公差和测量噪声，(由用户)输入不精确的l数值以及分量的非线性，相电流的估计值(采样)不是完美的，并且跟踪单元214和斜率校正单元218试图减小误差。
斜率估计器单元216包括逻辑400，用于基于pwm周期的状态以及跟踪模式信号(track_mode)的状态来控制mux402。在接通pwm状态(pwm_on)期间，斜率估计器单元216的输出(slope_est)对应于第一相电流的斜率估计值
所选择的斜率估计器单元216的输出(slope_est)通过自适应斜率调节器逻辑404与相电流估计误差(ierror_d)进行比较，以确定电感的偏移或校正(δl)。该偏移/校正用于通过设定l＝δl+l0，调整上述和如图6所示的电流斜率估计值计算中使用的电感值l，其中l0是初始电感参数，例如由开关功率转换器的用户设置。
图7示出了相电流估计器204的斜率估计器单元216的另一实施例。图7所示的实施例类似于图6所示的实施例，然而，自适应斜率调节器逻辑404所确定的偏移/校正被施加到mux402的输出(m)作为调整值(δm)，使得斜率估计器单元216的输出(slope_est)由下式给出：slope_est＝m+δm。
图8示出了相电流估计器204的斜率校正单元218的一个实施例。该斜率校正单元218减少了积分误差，并对由于电感器的变化性或开关功率转换器用户的错误初始估计引起的错误估计进行补偿。该斜率校正单元218工作在三种pwm状态：pwm_on、pwm_off和pwm_tr，如图9所示。
斜率校正单元218包括积分器500和第一乘法器502，用于在关断pwm状态期间分别以第一增益值(kinteg_off)对相电流估计误差(ierror_d)积分和缩放。积分器500在pwm_off状态，即最少噪声的pwm状态期间运行，并可在pwm_on和pwm_tr状态，即噪声更大的pwm状态时停用。斜率校正单元218还包括第二乘法器504，用于在当前pwm周期的pwm_on状态期间以第二增益值(kinteg_on)缩放紧靠前一个pwm周期的pwm_off状态期间产生的相电流估计误差的先前积分版本。相电流估计误差的先前积分版本可以由pwm_off状态进行计时的锁存器506存储。斜率校正单元218包括第三乘法器508，用于以第三增益值(kinteg_mem)缩放锁存器506存储的相电流估计误差的先前积分版本，用作当前pwm周期的pwm_off状态期间以第一增益值(kinteg_off)对相电流估计误差(ierror_d)进行积分的初始起点。数字逻辑510和mux512控制哪个值由斜率校正单元218输出(积分)。斜率校正单元218的逻辑510和mux512可以工作在与图6和7所示的斜率估计器单元216的逻辑400和mux402相同的方式。在图9中，a＝kinteg_off，b＝-kinteg_on×a和c＝kinteg_mem×a。
图10示出了相电流估计器204产生的相电流估计值(isample)的各个分量的纯示例性示例，如由跟踪单元214、斜率估计器单元216和斜率校正单元218提供。指示器igc指示了相电流何时大于阈值hiz_ithr。一旦相处于hiz状态而且相电流大于hiz_ithr，igc被设置为高。否则，igc被设置为零。斜率估计器单元216的贡献(slope_est)可以例如为接通pwm状态(pwm_on)期间的组合后的相电流估计值(isample)的约80％-90％，而跟踪单元214和斜率校正单元218的组合贡献(itrack+integ)可以例如是在pwm_on期间的约10％-20％。斜率校正单元218的贡献可以是例如20％到30％的范围内，取决于对应的增益。这些百分数是纯示例性的，且在pwm周期的其它状态期间偏移。例如，在hiz模式期间isample可以等于itrack，如本文前面所述，即斜率估计器单元216和斜率校正单元218可以在开关功率转换器的hiz模式中停用。另外，由于l的未知精确数值和/或其它寄生效应，slope_est的贡献可以处在80％到120％的范围。
开关功率转换器还可包括包含在或关联于图1所示的转换器控制器中的估计器故障检测单元226。估计器故障检测单元226检测相电流估计器204的不良或差(不合标准)的跟踪性能。例如，因为使用高度不正确的l值或差的调谐，非常差的斜率估计可导致差的相电流跟踪。估计器故障检测单元226指示了相电流跟踪是否很好地完成(即在一些标准或规范中)，而且估计值和相电流之间的误差仍然很大。
更详细地，估计器故障检测单元226将相电流(iph)与相电流估计值(isample)比较，以确定相电流与相电流估计值之间的差值(误差)是否超过阈值，用于指示不合标准(即偏离或不满足标准或规范)的相电流估计值。该阈值被选择为指示不合标准的相电流跟踪。控制器200可响应于估计器故障检测单元226产生的不合标准的相电流估计值的指示，采取校正动作。例如，出现问题的相可被解除激活或开关功率转换器可以关闭。
图11示出了包含在或关联于估计器故障检测单元226的估计器故障检测器600的一个实施例。根据该实施例，估计器故障检测器600包括比较器602，用于将误差的绝对值|ierror_d|与阈值(thr)相比较。如果|ierror_d|≥thr，es变高，这意味着误差足够大。在周期的某些部分中误差较大，例如在接通时间开始时或pwm_tr期间，因此信号error_valid指示何时es是有效的。第一计数器604递增计数，并且一旦信号ef(故障情况)为高，则对c_th复位。对于周期的剩余部分(例如良好的情况下)，第二计数器606递增计数，并且一旦达到其极限则停止。例如，如果第二计数器606具有m2个位，第一计数器604被设置为对c_th复位，则c_th/(c_th+2^m2)表示阈值，如果故障情况出现得多，则第三计数器608开始递增计数，直到它到达其最大值，且声明故障。该第三计数器608跟踪持续m3个位的故障条件。例如：如果c_th＝8和m2＝5个位，则故障阈值是20％，这意味着如果故障条件持续超过一个周期的20％，则第三计数器608递增计数一次。如果这种状况持续2^m3次，则将声明故障。
图12示出了开关功率转换器中的估计相电流的实施例。该方法包括通过模拟电路以第一时钟速率(f1)比较开关功率转换器的相电流(iph)与采样得到的相电流估计值(isample)的模拟形式(iph_estimate)，以产生相电流估计误差(ierror)；第一时钟速率不足以精确地跟踪相电流(方框700)。该方法还包括基于相电流估计误差(ierror)和多个与开关功率转换器的操作相关的参数，以大于第一时钟速率的第二时钟速率(f2)通过数字电路修正相电流估计值(isample)，以便在数字域中以比模拟电路支持的更高的时钟速率估计相电流(方框710)。方法还可包括比较相电流与相电流估计值，以确定相电流与相电流估计值之间的差别是否超过阈值，用于指示不合标准的相电流估计值。
术语如“第一”、“第二”等被用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不是限制性的。在说明书全文中，相同的术语表示相同的部件。
如本文所用，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”和类似术语是开放式术语，其表示存在所述元件或特征，但不排除额外的元件或特征。该冠词“一个”、“一”和“所述该”意在包括复数以及单数，除非上下文另外清楚地指出。
应该理解的是，在此描述的各种实施例的特征可以彼此组合，除非另外具体指明。
虽然本文已经说明和描述了具体实施例，但对于本领域普通技术人员来说可以理解，各种替换和/或等价实施方式可以代替所示出和描述的具体实施例，而不背离本发明的范围。本申请旨在覆盖在此讨论的特定实施例的任何修改或变化。因此，意图是本发明只受限于权利要求及其等同方式的限定。