载波调制方法、装置及多电平变流器与流程

本发明涉及数字信号处理技术领域，尤其涉及一种载波调制方法、装置及多电平变流器。

背景技术：

随着科学技术的进步，尤其是高温超导技术突破性的发展并进入实用化，超导技术解决了电流型变流器中储能电感的储能效率问题，同时由于超导储能系统中储能线圈具有电流源的特性，因此，电流型变流器将成为超导技术应用的最佳选择之一。

在将超导技术应用在电流型变流器中时，由于超导技术的成本及实现超导技术的条件较为苛刻，实际应用中，一般采用电感代替超导线圈以实现超导线圈的电流源特性。

但是，在使用电感代替超导线圈实现超导线圈的电流源特性时，若采用感值较小的电感代替超导线圈，则在使用传统的载波调制方式(例如，载波同相层叠调制策略、载波反相层叠调制策略、载波交替反相调制策略)调制时，将会出现电感电流纹波大和输出电流谐波大的问题；而若采用感值较大的电感代替超导线圈，则电感的体积较大且成本较高。

技术实现要素：

本发明实施例提供了一种载波调制方法、装置及多电平变流器，用以在采用感值较小的电感代替超导线圈实现超导线圈电流源特性的同时，降低变流器中的电感电流纹波和输出电流谐波。

第一方面，本发明实施例提供一种载波调制方法，应用于多电平变流器，多电平变流器包括直流变换电路和极性反转电路，直流变换电路包括一个或者多个并联连接的电流源变换器电路单元，电流源变换器电路单元包括一个电感组件和两个开关组件，且电感组件的一端分别与两个开关组件的一端连接，极性反转电路包括四个桥式连接的开关组件，载波调制方法包括：

以每个电流源变换器电路单元中包括的两个开关组件为一组，将直流变换电路中的开关组件分为n组；

配置生成n个载波组，其中，每个载波组中包括两个层叠设置的载波，任意两个载波组之间的相位之差为2π/n的整数倍，且每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n；

利用同一调制波对多电平变流器中每个开关组件的载波进行调制，生成驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号。

在第一方面的一些实施例中，调制波的周期为t，驱动所述直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号在t/2时间内获得相同的平均占空比。

在第一方面的一些实施例中，驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号周期为t/2。

在第一方面的一些实施例中，载波调制方法还包括：根据调制波与预设参考电压的关系，生成驱动极性反转电路中每个开关组件的驱动控制信号。

在第一方面的一些实施例中，载波调制方法还包括：利用生成的驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号，控制直流变换电路中每个开关组件的状态；

利用生成的驱动极性反转电路中每个开关组件的驱动控制信号，控制极性反转电路中每个开关组件的状态。

在第一方面的一些实施例中，每个载波组中包括的两个载波同相层叠设置或者反相层叠设置，并且，n个载波组中包括的载波，频率和幅值均相同。

第二方面，本发明实施例提供一种载波调制装置，应用于多电平变流器，多电平变流器包括直流变换电路和极性反转电路，直流变换电路包括一个或者多个并联连接的电流源变换器电路单元，电流源变换器电路单元包括一个电感组件和两个开关组件，且电感组件的一端分别与两个开关组件的一端连接，极性反转电路包括四个桥式连接的开关组件，载波调制装置包括：

分组模块，用于以每个电流源变换器电路单元中包括的两个开关组件为一组，将直流变换电路中的开关组件分为n组；

载波配置模块，用于配置生成n个载波组，其中，每个载波组中包括两个层叠设置的载波，任意两个载波组之间的相位之差为2π/n的整数倍，且每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n；

第一调制模块，用于利用同一调制波对多电平变流器中每个开关组件的载波进行调制，以生成驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号。

在第二方面的一些实施例中，调制波的周期为t，驱动所述直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号在t/2时间内获得相同的平均占空比。

在第二方面的一些实施例中，驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号周期为t/2。

在第二方面的一些实施例中，载波调制装置还包括：第二调制模块，用于根据调制波与预设参考电压的关系，生成驱动极性反转电路中每个开关组件的驱动控制信号。

在第二方面的一些实施例中，载波调制装置还包括：驱动控制模块，用于利用生成的驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号，控制直流变换电路中每个开关组件的状态；以及利用生成的驱动极性反转电路中每个开关组件的驱动控制信号，控制极性反转电路中每个开关组件的状态。

在第二方面的一些实施例中，每个载波组中包括的两个载波同相层叠设置或者反相层叠设置，并且，n个载波组中包括的载波，频率和幅值均相同。

第三方面，本发明实施例提供一种多电平变流器，多电平变流器中包括本发明实施例第二方面提供的载波调制装置。

根据本发明实施例中的载波调制方法、装置及多电平变流器，以每个电流源变换器电路单元中包括的两个开关组件为一组，将直流变换电路中的开关组件分为n组；配置生成n个载波组，其中，每个载波组中包括两个层叠设置的载波，任意两个载波组之间的相位之差为2π/n的整数倍，且每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n；利用同一调制波对多电平变流器中每个开关组件的载波进行调制，生成驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号。

本发明实施例提供的载波调制方案，通过将n个载波组配置为相位相差2π/n的整数倍，使得在使用同一调制波对n组开关组件中的所有开关组件的载波进行调制时，每个开关组件的的驱动控制信号在每半个调制波周期内获得相同的平均占空比，从而使得电感能够在半个调制波周期内达到充放电平衡，降低了电感电流纹波。

另外，由于本发明实施例载波调制方案的相移倍频效果，降低了输出电流的谐波含量，从而在使用电感代替超导线圈实现超导线圈的电流源特性时，能够采用感值较小的电感代替超导线圈，避免使用感值较大的电感代替超导线圈所导致的体积较大和成本较高的问题。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的特征。

图1为本发明实施例提供的五电平变流器电路拓扑的结构示意图；

图2为现有技术中采用载波反相层叠调制方法调制的原理示意图；

图3现有技术中采用载波反相层叠调制方法调制生成开关组件驱动控制信号的原理示意图；

图4为本发明实施例提供的载波调制方法的示意流程图；

图5为本发明实施例提供的载波调制方法调制的原理示意图；

图6本发明实施例提供的载波调制方法调制生成开关组件驱动控制信号的原理示意图；

图7为本发明一个示例中采用载波反相层叠调制时储能电感和均流电感的电流仿真波形示意图；

图8为本发明一个示例中采用载波反相层叠调制时变流器输出电流的多电平仿真波形示意图；

图9为本发明一个示例中采用载波反相层叠调制时电感谐波分析的示意图；

图10为本发明一个示例中采用载波反相层叠调制时储能电感和均流电感的电流实验波形示意图；

图11为本发明一个示例中采用载波反相层叠调制时变流器输出电流的多电平实验波形示意图；

图12为本发明一个示例中采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时储能电感和均流电感的电流仿真波形示意图；

图13为本发明一个示例中采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时变流器输出电流的多电平仿真波形示意图；

图14为本发明一个示例中采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时电感谐波分析的示意图；

图15为本发明一个示例中采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时储能电感和均流电感的电流实验波形示意图；

图16为本发明一个示例中采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时变流器输出电流的多电平实验波形示意图；

图17为本发明实施例提供的载波调制装置的结构示意图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

需要说明的是，本发明实施例提供的载波调制方案，适用于多电平变流器，例如，三电平变流器、五电平变流器等。本发明下述实施例中以五电平变流器为例进行说明。当然，本领域技术人员应当理解的是，其它n电平变流器的载波调制方案均与下述实施例中五电平变流器的载波调制方案类似。

如图1所示，以常见的电流型boost五电平变流器电路拓扑为例，对传统的载波调制方法和本发明实施例提供的载波调制方法分别进行说明。

图1示出的五电平变流器电路拓扑中，开关组件s1、开关组件s2、开关组件s3、开关组件s4、开关组件m1、开关组件m2、开关组件m3、以及开关组件m4均为单向开关，可以由可控开关(金属氧化物半导体(metaloxidesemiconductor，mos)晶体管或者绝缘栅双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，igbt))与快恢复二极管串联组成。

其中，开关组件sn和开关组件sn+1互补，也即开关组件sn开通时，开关组件sn+1关断，开关组件sn关断时，开关组件sn+1开通；开关组件mn和开关组件mn+1互补，也即开关组件mn开通时，开关组件mn+1关断，开关组件mn关断时，开关组件mn+1开通，n为奇数。

从图1可以看出，五电平变流器电路拓扑中包括直流变换电路10和极性反转电路20。直流变换电路10由电流源变换器电路单元11和电流源变换器电路单元12并联而成。极性反转电路20包括四个桥式连接的开关组件，也即开关组件m1、开关组件m2、开关组件m3和开关组件m4桥式连接，负载连接在开关组件m1和开关组件m3组成的桥臂与开关组件m2和开关组件m4组成的桥臂之间。

电流源变换器电路单元11包括电感l1、开关组件s1和开关组件s2，电感l1的一端分别与开关组件s1和开关组件s2的一端连接；电流源变换器电路单元12包括电感l2、开关组件s3和开关组件s4，电感l2的一端分别与开关组件s3和开关组件s4的一端连接。其中，l1为储能电感，起能量传递作用，l2为均流电感，实现不同支路的分流。

图1示出的五电平变流器电路拓扑中，若电感l1和电感l2的感值足够大，则稳态时电感l1和电感l2的电流波动很小，可以看作电流源，因此，图1示出的五电平变流器为电流源五电平变流器。

在图1示出的五电平变流器电路拓扑中，通过选择适当的调制策略，在稳态时可以实现均流电感l2对储能电感l1电流的均分和负载电流的多电平输出。具体地，各个开关组件的组合状态对应的母线电流和输出电流的关系见表1，其中，1表示开关组件的状态为开通，0表示开关组件的状态为关断。

表1

下面以载波反相层叠调制为例，对使用传统载波调制方式生成图1示出的电路拓扑中各个开关组件驱动控制信号(或者驱动波形)的原理进行介绍。

如图2所示，对于图1中示出的五电平变流器电路拓扑，在使用载波反相层叠调制方式调制时，开关组件s1和开关组件s2对应载波wc2和载波wc4、开关组件s3和开关组件s4对应载波wc1和载波wc3。以载波组水平方向的中线作为参考零线，参考零线以上的载波相位一致，即载波wc1和载波wc2的相位一致。参考零线以下的载波相位一致，且与参考零线以上的载波相位相反，即载波wc3和载波wc4相位一致，且载波wc3和载波wc4的相位与载波wc1和载波wc2相位相反。

在调制时，针对开关组件s1～s4对应的载波，使用同一个调制波wm进行调制，如图2所示，开关组件s1和开关组件s2对应载波wc2和载波wc4、开关组件s3和开关组件s4对应载波wc1和载波wc3分别与调制波wm进行比较，根据比较结果生成每个开关组件的驱动波形。其调制原理如下表2所示。

表2

图2示出了各个开关组件的驱动波形，具体来说，图2中示出的驱动波形vg4为开关组件s4的驱动波形，图2中示出的驱动波形vg3为开关组件s3的驱动波形，图2中示出的驱动波形vg2为开关组件s2的驱动波形，图2中示出的驱动波形vg1为开关组件s1的驱动波形。

在生成每个开关组件的驱动波形之后，可以根据每个开关组件的驱动波形得到每个开关组件在不同时刻的开关状态。如图3所示，图3中示出了开关组件s2和开关组件s4在不同时刻的开关状态。

开关组件m1～m4的驱动波形以及不同时刻的开关状态，可以根据调制波与预设参考电压的关系生成，其中，预设参考电压可以是参考零线电压或者零电压。图3中示出了开关组件m1～m4在不同时刻的开关状态。

从图2中示出的开关组件s1～s4的驱动波形可以看出，电路拓扑中开关组件s1、开关组件s2、开关组件s3、开关组件s4分别在t1时间内和t3时间内获得相同的驱动波形、在t2时间内和t4时间内获得相同的驱动波形，于是各个开关组件获得相同的平均占空比的周期为一个调制波周期ts(ts＝t1+t2)，则电感会在一个调制波周期内充放电平衡，满足了自均流假设，且稳态时流过均流电感l2的电流为储能电感l1电流的1/2，可以很好地实现自均流。

当输出电平数为n(n为大于或者等于3的奇数)时，由于载波反相层叠调制采用的是脉冲信号轮换调制，冗余状态每隔(n-3)/4个调制波周期进行一次轮换，变流器会在(n-1)/4个调制波周期内达到充放电平衡，因此，电平数越多，所需要的电感量越大。

目前，采用传统载波反相层叠调制方法调制时，随着变流器电平数的增多，变流器中采用电感的感值也要不断增加，也即在变流器中需要采用感值较大的电感代替超导线圈实现超导线圈的电流源特性，这必将导致电感体积增加和成本增加的问题。鉴于此，本发明实施例提供了一种载波调制方案，用以在采用感值较小的电感代替超导线圈实现超导线圈电流源特性的同时，降低变流器中的电感电流纹波和输出电流谐波。

下面仍结合图1示出的五电平变流器电路拓扑，对使用本发明实施例提供的载波调制方法生成各个开关组件的驱动控制信号(或者驱动波形)的原理进行说明。

本发明实施例提供的载波调制方法，如图4所示，可以包括如下步骤：

步骤401，以每个电流源变换器电路单元中包括的两个开关组件为一组，将直流变换电流中的开关组件分为n组。

结合图1示出的五电平变流器电路拓扑，可以以电流源变换器电路单元11中包括的开关组件s1和开关组件s2为一组，以电流源变换器电路单元12中包括的开关组件s3和开关组件s4为一组，将直流变换电路中的开关组件分为2组。

步骤402，配置生成n个载波组，其中，每个载波组中包括两个层叠设置的载波，任意两个载波组之间的相位之差为2π/n的整数倍，且每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n。

本步骤中，配置生成n个载波组，n个载波组之间的相位依次相差2π/n，换句话说，任意两个载波组之间的相位之差为2π/n的整数倍，且每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n。

需要说明的是，每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n，包括以下两种情况：

情况一、当n＝2时，两个载波组之间相位相差π，也即每个载波组与另一个载波组之间的相位相差π。

在一个示例中，假设配置生成2个载波组，记为第一载波组和第二载波组，则第一载波组和第二载波组之间的相位相差π。

情况二、当n>2时，每个载波组与n个载波组中除该载波组之外的其它两个载波组之间相位相差2π/n。

在一个示例中，假设配置生成4个载波组，记为第一载波组、第二载波组、第三载波组和第四载波组，则4个载波组之间的相位依次相差π/2，也即第一载波组与第二载波组之间相位相差π/2，第二载波组与第三载波组之间相位相差π/2，第三载波组与第四载波组之间相位相差π/2，第四载波组与第一载波组之间相位相差π/2，则第一载波组分别与第二载波组和第四载波组之间相位相差π/2，第二载波组分别与第一载波组和第三载波组之间相位相差π/2，第三载波组分别与第二载波组和第四载波组之间相位相差π/2，第四载波组分别与第一载波组和第三载波组之间相位相差π/2。

在一个实施方式中，可以预先配置2n个载波，通过组合和相移配置生成n个载波组。预先配置的2n个载波可以是幅值和频率均相同的载波。

其中，每个载波组中包括两个层叠设置的载波，两个载波可以同相层叠设置，也可以反相层叠设置，本发明实施例对此不做限定。

结合图1示出的五电平变流器电路拓扑，步骤401中将直流变换电路中的开关组件分为2组，也即n＝2，则配置生成2个载波组，并将2个载波组分别分配给2组开关组件，且两个载波组之间的相位相差为π。

步骤403，利用同一调制波对所述多电平变流器中每个开关组件的载波进行调制，生成驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号。

下面具体以每个载波组包括的两个载波反相层叠设置为例，对使用本发明实施例提供的载波调制方法生成各个开关组件的驱动控制信号(驱动波形)的原理进行说明。

如图5所示，配置生成两个载波组，载波wc1和载波wc2为一个载波组，载波wc1和载波wc2反相层叠设置；载波wc3和载波wc4为另一个载波组，载波wc3和载波wc4反相层叠设置，且两个载波组之间相位相差π。

直流变换电路包括的四个开关组件s1～s4，开关组件s1和开关组件s2为一组，开关组件s3和开关组件s4为一组，在将配置生成的两个载波组分别分配给2组开关组件时，可以任意分配，但需要保证每个载波组对应一组开关组件。

在一个实施方式中，可以将载波wc1和载波wc2形成的载波组分配给开关组件s3和开关组件s4；将载波wc3和载波wc4形成的载波组分配给开关组件s1和开关组件s2。

当然，在本发明其它实施方式中，也可以将载波wc1和载波wc2形成的载波组分配给开关组件s1和开关组件s2，将载波wc3和载波wc4形成的载波组分配给开关组件s3和开关组件s4，此处并不用于具体限定。

在调制时，针对开关组件s1～s4对应的载波，仍然使用同一个调制波wm进行调制，如图5所示，开关组件s1对应的载波wc4、开关组件s2对应的载波wc3、开关组件s3对应的载波wc2和开关组件s4对应的载波wc1分别与调制波wm进行比较，根据比较结果生成每个开关组件的驱动波形。其调制原理如下表3所示。

表3

图5示出了各个开关组件的驱动波形，具体来说，图5中示出的驱动波形vg4为开关组件s4的驱动波形，图5中示出的驱动波形vg3为开关组件s3的驱动波形，图5中示出的驱动波形vg2为开关组件s2的驱动波形，图5中示出的驱动波形vg1为开关组件s1的驱动波形。

在生成每个开关组件的驱动波形之后，可以根据每个开关组件的驱动波形得到每个开关组件在不同时刻的开关状态。如图6所示，图6中示出了开关组件s2和开关组件s4在不同时刻的开关状态。

开关组件m1～m4的驱动波形以及不同时刻的开关状态，可以根据调制波与预设参考电压的关系生成，其中，预设参考电压可以是参考零线电压或者零电压。图6中示出了开关组件m1～m4在不同时刻的开关状态。

从图5中示出的开关组件s1～s4驱动波形可以看出，电路拓扑中开关组件s1、开关组件s2、开关组件s3、开关组件s4在t1时间内、t2时间内时间、t3时间内和t4时间内均获得相同的驱动波形，于是各个开关组件获得相同的平均占空比的周期为ts/2(ts/2＝t1)，也即直流变换电路中每个开关组件的驱动波形周期为ts/2，直流变换电路中每个开关组件的驱动波形在半个调制波周期内获取相同的平均占空比，则电感会在半个调制波周期内充放电平衡，满足了自均流假设，且稳态时流过均流电感l2的电流为储能电感l1电流的1/2，可以很好地实现自均流。

而且，本发明实施例提供的载波调制方法还具有相移倍频作用，等效开关频率为传统载波调制方法的2倍，这有利于降低了输出波形的谐波含量，减小输出侧滤波器的尺寸。当输出电平数为n时，由于n个载波组之间的相移作用，所有冗余状态在半个周期内都参与工作，因此，变流器可在半个调制波周期内达到充放电平衡，这将大大有利于减小储能电感和均流电感的参数。

需要说明的是，本发明上述图1中示出的五电平变流器电路拓扑，当调制波的调制比0.5<m<1时，变流器的输出波形为五电平；当m<＝0.5时，调制波将低于载波幅值的一半，变流器的输出波形将由五电平变为三电平。

在一个示例中，假设图1示出的五电平变流器电路拓扑中各个器件的参数设置如下：储能电感l1的感值为40毫亨(mh)，均流电感l2的感值为20mh，负载r的电阻为6欧姆(ω)，采用载波反相层叠调制时直流变换电路中开关组件的开关频率为24千赫兹(khz)，采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时，直流变换电路中开关组件的开关频率为12khz，极性反转电路中开关组件的逆变频率400hz，电路中开关组件均为单向开关，由mos管串联快恢复二极管组成。

采用载波反相层叠调制时，储能电感l1和均流电感l2的电流仿真波形如图7所示；变流器输出电流的多电平仿真波形如图8所示；变流器中的谐波分量如图9所示。实际实验中，采用载波反相层叠调制时，储能电感l1和均流电感l2的电流仿真波形如图10所示；变流器输出电流的多电平仿真波形如图11所示。

采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时，储能电感l1和均流电感l2的电流仿真波形如图12所示；变流器输出电流的多电平仿真波形如图13所示；变流器中的谐波分量如图14所示。实际实验中，采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时，储能电感l1和均流电感l2的电流仿真波形如图15所示；变流器输出电流的多电平仿真波形如图16所示。

从上述储能电感l1和均流电感l2的电流仿真波形及变流器输出电流的多电平仿真波形可以看出，当采用传统载波反相层叠调制时，一个开关周期内只有一个i/2冗余状态都参与工作，经过轮换调制变流器在一个调制波周期内达到充放电平衡。当电平数增加到n电平时，采用传统载波反相层叠调制时，n电平变流器在(n-1)/2个调制波周期内充放电平衡，由于充放电时间越长，电流型变流器对储能电感l1和均流电感l2的要求越高。而采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时，一个开关周期内两个i/2冗余状态都参与了工作，所以变流器能在半个调制波周期内达到充放电平衡，并且当电平数增加到n电平时，经过该相移脉宽调制变流器也能在半个调制波周内其充放电平衡，进而降低了电感电流纹波。因此，变流器中电感可以选择更小的感值，电感的成本大大降低。

另外，变流器在采用传统载波反相层叠调制时，开关频率24khz时输出的电流谐波与采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时，开关频率12khz时输出电流谐波基本相同，因此，本发明实施例提供的载波调制方法具有相移倍频效果，从而降低了变流器输出电流的谐波含量，有利于减小输出侧滤波器的尺寸。在相同输出效果下，采用本发明实施例提供的载波调制方法调制时开关频率是采用传统载波反相层叠调制时开关频率的一半，因此，采用本发明实施例提供的载波调制方案的变流器可以获得更高的效率，适应性更强，尤其在电平数较多的变流器中适应性更强。

基于同样的发明构思，本发明实施例还提供了一种载波调制装置。如图17所示，本发明实施例提供的载波调制装置，应用于多电平变流器，多电平变流器包括直流变换电路和极性反转电路，直流变换电路包括一个或者多个并联连接的电流源变换器电路单元，电流源变换器电路单元包括一个电感组件和两个开关组件，且电感组件的一端分别与两个开关组件的一端连接，极性反转电路包括四个桥式连接的开关组件，载波调制装置包括：

分组模块1701，用于以每个电流源变换器电路单元中包括的两个开关组件为一组，将直流变换电路中的开关组件分为n组。

载波配置模块1702，用于配置生成n个载波组，其中，每个载波组中包括两个层叠设置的载波，任意两个载波组之间的相位之差为2π/n的整数倍，且每个载波组至少与n个载波组中一个载波组之间的相位相差2π/n。

第一调制模块1703，用于利用同一调制波对多电平变流器中每个开关组件的载波进行调制，以生成驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号。

在一个实施方式中，调制波的周期为t，驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号在t/2时间内获得相同的平均占空比。

在一个实施方式中，驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号周期为t/2。

在一个实施方式中，载波调制装置还包括：第二调制模块1704，用于根据调制波与预设参考电压的关系，生成驱动极性反转电路中每个开关组件的驱动控制信号。

在一个实施方式中，载波调制装置还包括：驱动控制模块1705，用于利用生成的驱动直流变换电路中每个开关组件的驱动控制信号，控制直流变换电路中每个开关组件的状态；以及利用生成的驱动极性反转电路中每个开关组件的驱动控制信号，控制极性反转电路中每个开关组件的状态。

在一个实施方式中，每个载波组中包括的两个载波同相层叠设置或者反相层叠设置，并且，n个载波组中包括的载波，频率和幅值均相同。

本发明实施例还提供一种多电平变流器，多电平变流器中包括本发明实施例上述实施例提供的载波调制装置。

本发明实施例提供的多电平变流器，通过将n个载波组配置为相位相差2π/n的整数倍，使得在使用同一调制波对n组开关组件中的所有开关组件的载波进行调制时，直流变换电路中每个开关组件获得相同平均占空比的周期为半个调制波周期，从而使得电感能够在半个调制波周期内达到充放电平衡，降低了电感电流纹波。

另外，由于本发明实施例载波调制方案的相移倍频效果，降低了输出电流的谐波含量，从而在使用电感代替超导线圈实现超导线圈的电流源特性时，能够采用感值较小的电感代替超导线圈，避免使用感值较大的电感代替超导线圈所导致的体积较大和成本较高的问题。

需要明确的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同或相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。对于装置实施例而言，相关之处可以参见方法实施例的说明部分。本发明实施例并不局限于上文所描述并在图中示出的特定步骤和结构。本领域的技术人员可以在领会本发明实施例的精神之后作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。并且，为了简明起见，这里省略对已知方法技术的详细描述。

需要明确，本发明实施例并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。并且为了简明起见，这里省略对已知方法技术的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明实施例的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明实施例的精神之后作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。

以上所述的结构框图中所示的功能块可以实现为硬件、软件、固件或者它们的组合。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(asic)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明实施例的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。“机器可读介质”可以包括能够存储或传输信息的任何介质。机器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、rom、闪存、可擦除rom(erom)、软盘、cd-rom、光盘、硬盘、光纤介质、射频(rf)链路，等等。代码段可以经由诸如因特网、内联网等的计算机网络被下载。

本领域技术人员应能理解，上述实施例均是示例性而非限制性的。在不同实施例中出现的不同技术特征可以进行组合，以取得有益效果。本领域技术人员在研究附图、说明书及权利要求书的基础上，应能理解并实现所揭示的实施例的其他变化的实施例。在权利要求书中，术语“包括”并不排除其他装置或步骤；不定冠词“一个”不排除多个；术语“第一”、

“第二”用于标示名称而非用于表示任何特定的顺序。权利要求中的任何附图标记均不应被理解为对保护范围的限制。权利要求中出现的多个部分的功能可以由一个单独的硬件或软件模块来实现。某些技术特征出现在不同的从属权利要求中并不意味着不能将这些技术特征进行组合以取得有益效果。