以下美国专利通过引用整体并入本文：2001年3月6日授予zhou等人的名称为“twelve-phasetransformerconfiguration”的美国专利第6,198,647号；2002年1月1日授予zhou等人的名称为“nine-phasetransformer”的美国专利第6,335,872号；2009年12月1日授权的leggate等人的名称为“methodandapparatusforadjustablevoltage/adjustablefrequencyinvertercontrol”的美国专利第7,626,836号，和2001年3月27日授予skibinski等人的名称为“seriesresonantsinewaveoutputfilteranddesignmethodology”的美国专利第6,208,537号；2003年4月15日授予zhou等人的名称为“harmonicmitigatingmethodandapparatus”的美国专利第6,549,434号；以及2012年10月30日授予hoadley和skibinski的名称为“powerconversionsystemandmethod”的美国专利第8,299,732号。本公开内容涉及功率转换系统，并且更具体地涉及ac/dc转换器。技术实现要素：所公开的示例包括ac/dc转换器以及具有模块化阳极控制(mac)系统的电镀或喷涂系统，以实现用于工件和其他最终用途应用的阳极dc电镀。各个ac/dcmac转换器包括：用于生成第一ac信号的pwm逆变器；用于接收第一ac信号并将经滤波的ac信号提供给多相隔离变压器的相应主部分的正弦波滤波器；多脉冲二极管桥式整流器；以及用于生成dc输出信号的输出ac纹波滤波器。dc信号通过阻塞二极管耦接到位于包括液体镀覆溶液的槽中的相应的阳极。工件穿过槽中的液体电镀材料转移，并且来自阳极的dc信号导致工件表面的镀覆。公开了用于向工件施加涂层的电镀和喷涂方法，该方法包括：使工件穿过槽中的镀覆溶液在入口端和出口端之间沿着处理方向移动；向在槽的入口端与出口端之间沿着处理方向分布在镀覆溶液中的多个槽阳极结构中的每一个槽阳极结构提供dc电压信号，以促进材料在工件上的形成；以及根据限定各个功率转换器模块的设定点的分布图来生成各个dc电压信号。对于每个槽阳极结构，dc信号生成包括：利用脉宽调制pwm逆变器来生成频率为例如约几hz至约600hz或更高的范围的第一ac信号；使用正弦波滤波器对第一ac信号进行滤波以生成经滤波的ac信号；利用多相隔离变压器根据经滤波的ac信号生成多个隔离的ac信号；使用多脉冲二极管桥式整流器对隔离的ac信号进行整流以生成dc整流器输出信号；使用输出滤波器对dc整流器输出信号进行滤波以生成经滤波的dc整流器输出信号；以及通过阻塞二极管将经滤波的dc整流器输出提供给槽阳极结构。附图说明图1是示出示例电镀或喷涂系统的系统图。图2是示出关于scr桥的ac纹波电压和平均dc输出电压根据触发角延迟的变化的图。图3是示出使用具有多个12脉冲scr整流器的ac/dc整流器系统的示例涂覆工艺的图。图4是示出使用多个12脉冲整流器的在每个阳极整流级(rectifierstage)处的阳极-阴极电压和阳极电流特性的图。图5是示出用于两个不同ac/dc功率转换拓扑的dc负载波形的图。图6是示出6脉冲与12脉冲scr整流器部分的输入功率因数特性的图。图7是示出用于调节隔离的dc负载的可调ac/dc转换拓扑的示意图。图8是示出可调ac/dc转换拓扑的功率块的示意图。图9是示出在正弦波滤波器功率块中使用的部件的示意图。图10是示出在九相隔离变压器块中使用的部件的示意图。图11是示出在18脉冲整流器块中具有18个二极管的一个实施方式中使用的部件的示意图。图12是示出在dc输出滤波器的一个实施方式中使用的部件的示意图。图13是示出在输出阳极阻塞二极管块和相关联的电流反馈的一个实施方式中使用的部件的示意图。图14至图19是示出图7的可调ac/dc转换拓扑中的功率流的波形图。图20是示出16阳极整流器部分负载的系统图。图21和图22是示出其中选择了两组八阳极整流器部分负载的系统配置的系统图。图23是示出其中选择了三组五阳极整流器部分负载的系统配置的系统图。具体实施方式图1示出了包括用于提供具有低纹波的dc输出信号的多个功率转换器100的示例电镀系统1。所公开的示例包括电镀系统1、电镀方法和功率转换器100，功率转换器100向分布在槽2中的镀覆溶液4中的阳极结构10提供单独调节的dc输出信号以促进在工件3上形成镀覆材料。各个功率转换器100包括用于生成第一ac信号的pwm逆变器101、用于提供经滤波的ac信号的正弦波滤波器106、用于提供多个隔离的ac信号的多相隔离变压器107、用于提供dc整流器输出信号的多脉冲二极管桥式整流器108、用于提供经滤波的dc整流器输出信号的输出滤波器109以及用于将经滤波的dc整流器输出信号提供给相应的槽阳极结构10的阻塞二极管110。图1中的槽2至少部分地填充有镀覆溶液4。槽2沿着处理方向pd从入口端6延伸到出口端8。多个槽阳极结构10沿着处理方向pd以分布方式安装在端6与端8之间，以及在槽2中的镀覆溶液4中设置有单独的阳极结构。可以使用对应于与槽2相关联的n个阳极结构10的任何合适的整数n转换器模块100。单个的功率转换器模块100包括用于提供dc输出信号的第一输出端(阳极输出)100a(+)和第二输出端(阴极输出)100c(-)。特别地，第一输出端100a向相应的一个槽阳极结构10提供dc输出信号，并且在这个示例中的第二输出端100c连接至电耦接到轨道或链条11的公共阴极，机动车辆工件3由轨道或链条11悬挂在镀覆溶液4中。功率转换器模块100根据限定各个功率转换器模块100的设定点的分布图进行操作。各个功率转换器模块100包括用于生成第一ac信号的可调电压可调频率脉宽调制pwm逆变器101。可以由pwm逆变器101生成任何合适的单相或多相ac输出信号。在一个示例中，pwm逆变器101包括六脉冲逆变器开关电路，其在三对上下开关装置分别耦接在dc总线节点与三个输出节点中的相应的一个输出节点之间以用于将第一ac信号提供为三相ac信号。此外，在某些示例中，pwm逆变器101通过至少部分地根据来自输出滤波器109的反馈信号100f调整第一ac信号来调节经滤波的dc整流器输出信号。在某些实施方式中，pwm逆变器101以在约几hz至约600hz的范围中例如在约180hz至约300hz的范围中的信号频率提供第一ac信号。在一个实施方式中，pwm逆变器101以约180hz的信号频率提供第一ac信号。各个功率模块100还包括：正弦波滤波器106，其具有用于接收第一ac信号的输入端以及用于提供经滤波的ac信号的输出端；以及用于接收滤波ac信号的具有初级绕组的多相隔离变压器107。隔离变压器107的多相次级绕组提供多个隔离的ac信号。在一个示例中，多相隔离变压器107是六相变压器。在其他非限制性示例中，多相隔离变压器107是九相变压器。另外，功率模块100包括：多脉冲二极管桥式整流器108，其具有用于从隔离变压器107接收多个隔离的ac信号的多个整流器输入端和用于提供dc整流器输出信号的整流器输出端。包括有输出滤波器，其具有用于接收dc整流器输出信号的输入端和用于提供经滤波的dc整流器输出信号的输出端。功率模块100还包括用于在转换器100之间发出最大脉冲(auctioneer)的阻塞二极管110，阻塞二极管110连接至镀覆溶液4中的槽阳极结构10。各个阻塞二极管110具有连接至输出滤波器109的输出端的阳极以及连接至相应的槽阳极结构4的阴极。因此，阻塞二极管110将经滤波的dc整流器输出信号提供给相应的槽阳极结构10，以促进在工件3在槽2中沿着处理方向pd穿过镀覆溶液4行进时镀覆材料在工件3上的形成。本公开内容还提供了一种用于向工件3施加涂层的电镀方法。在一个示例中，该方法包括：在槽2中沿着处理方向pd在入口端6与出口端8之间穿过镀覆溶液4来移动工件3，以及向槽2的入口端与出口端之间的沿着处理方向分布在镀覆溶液4中的多个槽阳极结构10中的每一个槽阳极结构10提供dc电压信号，以促进镀覆材料在工件3上的形成。该方法还包括根据限定各个功率转换器模块100的设定点的分布图来生成单独的dc电压信号。对于每个槽阳极结构10，这包括：利用脉宽调制pwm逆变器101以约120hz至约600hz范围中的频率生成第一ac信号；利用正弦波滤波器106对第一ac信号进行滤波以生成经滤波的ac信号；利用多相隔离变压器107根据经滤波的ac信号生成多个隔离的ac信号；利用多脉冲二极管桥式整流器108对隔离的ac信号进行整流以生成dc整流器输出信号；利用输出滤波器109对dc整流器输出信号进行滤波以生成经滤波的dc整流器输出信号；以及通过阻塞二极管110将经滤波的dc整流器输出提供给槽阳极结构10。所公开的示例提供用于传送dc输出信号以激励槽阳极结构10的ac或dc输入电源。各个转换器100向与ac线路完全隔离的负载提供可调且经调节的输出dc电压电位，同时促进对相同dc负载的超低ac纹波电压特性。这与所公开的电镀工艺有关是特别有利的，其中阳极结构10处的ac纹波导致镀覆工艺中的表面变化以及在车辆工件3上的环氧树脂或涂料的沉积厚度的相应不一致性。在某些示例中，该系统包括可以连接至ac线路的6脉冲二极管桥式输入整流器(例如下面的图8中的整流器301)。在其他示例中，系统直接从dc输入源接收输入电力，随之连接至dc链路ldc-cdc滤波器以导出固定的dc总线电势以驱动脉冲pwm逆变器101。pwm逆变器半导体以高速率选择性地切换dc总线以在任何期望的固定基础频率例如高达600hz下产生可调的三相交流电压。在一个示例中，利用lc(lac-cac)正弦波输出滤波器106对pwmac电压进行滤波，以仅恢复3相基础的正弦波电压。然后，将经滤波的信号施加至变压器107的多相(例如3相至9相或3相至12相)隔离变压器初级。多相变压器107的次级绕组连接至多相冲二极管桥式整流器108的适当数量的整流器二极管，以生成电流隔离的可调可控的可变直流分量。基础的dc分量上的任何剩余ac纹波进一步由输出滤波器109(ldc2-cdc2)滤波以获得对于包括所示出的电镀工艺的许多类型的dc负载应用所期望的超低ac纹波电压。在某些示例中，输出dc电压的隔离信号被提供为反馈信号100f，并且将反馈信号与比例积分(例如pi)控制器中的命令dc参考进行比较，比例积分(例如pi)控制器的输出是用于控制逆变器101的可调ac电压命令。在通过引用并入的美国专利第7,626,836号中示出了合适的示例。在一个示例中，将隔离的dc输出电流反馈信号与电流限制参考进行比较，并且闭环操作将调节或限制(foldback)逆变器输出电压，直到满足电流限制参考为止。整个系统可以配置为到dc负载整流器的单独的ac线路，或者到具有公共ac总线连接的多个dc负载整流器或来自公共dc总线整流器系统的连接在逆变器dc输入侧处的多个dc负载整流器的单独的ac线路。在某些示例中，ac/dc功率转换系统将来自一个固定频率和固定量值的输入ac线路电压转换为另一形式和电平的可变dc电压量值的dc电压(零频率)。所公开的功率转换器100可以包括用于不同类型的转换应用的多个级，并且可以用于除了所公开的电镀工艺之外的其他应用。例如，许多应用需要具有尽可能小的ac纹波电压分量的输出dc电压。示例的超低ac纹波电压要求通常涉及诸如涂覆、电镀、镀覆、脱盐或电源应用的工业过程。在电涂覆(或e涂覆)汽车应用示例中，使用电流将来自镀覆溶液4的涂料或环氧树脂沉积到车辆工件3上。该过程基于利用dc电压正(+)和负(-)电极的“相反吸引”的原理工作。还参照曲线图200和图2，用于从60hz(或50hz)三相ac市电线路获得隔离且可调的dc输出电压的常规技术，使用具有与ac线路同步的相角触发控制的可控硅整流器件(scr)。在标准6脉冲整流器设计中使用六个scr可以用作可调dc电源，但是导致如在图2的曲线202中示出的在整流器dc输出处的非常高的峰-峰ac纹波电压。平均dc输出电压[vave]与峰值ac市电线路电压乘以cos(α)成正比，其中α为scr触发角。随着scr触发角α增加或相位回退(phasedback)，平均输出电压值vavedc降低，但ac纹波增加。对于6脉冲scr电桥的全dc输出电压(触发角α＝0°)(曲线202)，峰-峰纹波vpk-pk为约15％，并且随着dc输出调整到较低值(增加的α触发角)，对于α＝30°时，％ac纹波变得甚至更大为60％。ac纹波对于大多数dc工业过程负载是不可接受的，例如电镀、电泳沉积(例如汽车e涂覆底漆)或电镀锌应用，其需要在可调的10％至100％dc平均电压范围上最大5％[acpk-pk纹波电压/vavedc]的比率。用6脉冲scrdc输出获得5％的ac纹波电压需要物理上较大、成本较高的电感器-电容器(ldc-cdc)低通滤波器来在dc输出电压范围上抵制6脉冲360hzac纹波。如曲线204所示，使用12脉冲scr逆变器可以减小峰-峰纹波量，但是对于约4°或更大的触发角α，该曲线仍然超过示例的5％的限制(曲线206)。图3示出了用于电镀覆线路的基于scr桥的系统300。在具有最大5％纹波限制的应用中，使用12脉冲ac/dcscr整流器，其具有比6脉冲设计的情况低的ac纹波电压(例如图2中的曲线204低于曲线202)。因此，12脉冲系统300可以使用较小的ldc-cdc滤波器来抵制ac纹波，并且相对于6脉冲整流器设计来减小整体ac/dc转换拓扑的尺寸、重量和成本。如在图2中的曲线204中所见，在全dc输出电压(0°触发角)下的12脉冲整流器具有可容忍的3％的vpk-pkac纹波值，但随着dc输出调整到较低的值(增加的α)，纹波[％acvpk-pk/vdcave]仍朝向30％或更大变得更大。然而，由于滤波器容量与施加的纹波频率成正比，因此12脉冲720hz纹波设计的ldc-cdc滤波器容量为6脉冲360hz整流器纹波的1/2。根据法拉第电解定律，以下等式涉及镀覆电荷q：q＝idct＝zfn等式1其中，q是通过的电荷，idc是通过的电流，t是电流通过的时间，z是氧化状态的变化，f是法拉第常数96,485库伦/摩尔(1摩尔电子的电荷)并且n是氧化或还原物质的量。示例汽车e涂覆工艺使用dc电流(idc)将有机涂料颗粒固体(约20％)沉积在去离子水/溶剂(80％)溶液中的零件上。施加的平均dc电压(vave)导致涂料溶液中的水电解，在阳极处生成o2气体并且在阴极处生成h2。同时，阳极(+)电压对涂料溶液中的涂料固体(例如20-50微米的球形颗粒)充正电，涂料固体被吸引并迁移到车架(-)阴极。沉积在(-)导电基底表面上的涂料颗粒形成绝缘膜。因为随着接近最大膜厚度(例如1.0-1.2密耳)，膜变得更加绝缘，所以膜构建是自限性的。在某些示例中，电涂覆“难以到达”的区域的能力取决于所施加的电压、浴固体(basesolid)、电导率、沉积时间、浴温度、溶剂水平以及系统中的适当的槽搅拌、沉积时间和整流器站的数量。图4示出了用于控制系统的包括dc输出电流曲线402idc以及平均电压曲线404vave的示例分布图，并且数值地指出了当工件行进穿过系统被e涂覆时，在使用多个12脉冲整流器部分的16个示例整流级(例如区)中的每一个示例整流级(例如区)处的dc功率(千瓦)。每个整流器调节到基本为电阻型负载的e涂覆溶液的设定点vave阳极dc电压。如果导致的idc电流高于指示的整流器阳极电流限制设定点调节值，则自动降低平均电压vave命令以维持最大允许阳极电流。当进入的汽车是未涂底漆的金属时，通常在最初的四个整流级调用阳极电流调节器模式，因此表现为零欧姆负载。在一个示例中，第一整流器初始在低的约125vdc设定点处操作，并且以20-50vdc的增量增加到在较高的400vdc处的最后的整流器设定点，以校正最终构建的膜厚度，这是由于绝缘膜电阻随着膜厚度增加而增加。还参照图5，曲线图500和曲线图510示出了阳极电流根据时间的变化。第一曲线图500包括用于12脉冲scr整流器的阳极电流曲线502，并且曲线图510中的曲线512示出了在图1的系统之一中具有显著减小的纹波含量的阳极电流。如图500所示，12脉冲scr整流器的一个缺点是在可调节的50vdc到450vdc范围中的大ac纹波分量。曲线502示出了idc平均镀覆分量(dc分量)加上5％[pk-pk/ave]纹波电流。对于镀覆应用，平均膜涂覆厚度主要由idc平均分量确定，并且图3中的12脉冲scr整流器方法导致与曲线图502中所示的纹波变化相对应的峰和谷。除了厚度变化的不利影响之外，使用该系统电镀至所需的最小厚度导致用于覆盖工件的过度和浪费的e涂覆溶液，这会大大增加制造成本。如曲线图510的曲线512所示，用于电镀系统的各个区域或阳极结构级的转换器100的使用导致显著降低的纹波电流，并因此改善了镀覆均匀性以及降低了系统成本。特别地，图1中的可调电压可调频率的基于逆变器的转换器100可以用于实现具有槽阳极结构10的电镀系统，所述电镀系统由具有最小纹波的严格控制的dc电流值idc驱动，例如曲线512示出的0.14％[pk-pk/ave]纹波，其表示超过如图3所示的基于scr的ac/dc转换器的30倍的改善。如以上图2所示，现有的ac/dc12脉冲scr整流器系统的另一个缺点是在可调的50vdc-450vdc范围上的固有的大的ac纹波分量。如图4所示，某些示例中的各个区域或级具有不同的电压设定点以便实现工件的期望镀覆。随着ac纹波变化产生薄膜厚度的峰和谷，所以在初始阶段处(当ac纹波最高时)引入峰和谷需要增加另外的下游级来补偿每个部分产生的谷。在后期阶段，需要较高的电压电平，因此电源需要在相对大的电压范围上工作，以允许在多级系统的每个级中模块化使用类似的电源。与图3的scr整流器部分相比，图1中的功率转换器模块100提供显著的纹波电流控制优点，例如，以实现图5的曲线510中所示的0.14％[pk-pk/ave]纹波。所公开的功率转换器模块100的使用允许构建具有较少级或部分的系统，由此有助于显著降低初始投资成本和安装成本，同时制造具有均匀膜的更好产品，其中e涂覆构造的厚度足够大以满足质量的基准要求而不浪费大量镀覆溶液4。现有的ac/dc12脉冲scr整流器系统的另一个缺点是物理大尺寸、重量、费用和功率损耗的密集型ldc滤波电感器、以及物理上大体积和固有的已知低寿命的电解型cdc滤波电容器。例如，对于串联连接的12脉冲scr转换器，当接近0度触发角α操作时，所需的ldccdc容量最小。等式2示出了12脉冲scr转换器输出vdc电压的容量vave根据触发角α的变化。因此，在等式2中使用最大vave＝450vdc和最低的α＝0°的最佳次级相绕组电压vphase(例如最小vline-neutral)为96vrms。即使市电电源容差低，e涂覆应用也需要调节的450vdc，使得在480vac-12％时，所需的delta-wye型次级绕组vphase＝96vrms。当ac市电线路恢复正常时，vphase上升到108vrms。在标称线路上使用等式2，对于450vdcα＝27°，并且对于50vdcα＝27°。12脉冲scr整流器在图2中的低α触发角下不能工作，其中功率结构提供低峰-峰纹波<5％。在α＝27°的额定450vdc下，图2中的[vpk-pk/vave]超过25％，并且在最小50vdc处，该比率甚至更大，这意味着滤波器部件必须很大以在任何设定点上保持小于5％的纹波。施加至12脉冲scr整流器的低固定60hz市电频率功率导致仅具有720hz基础纹波频率(fundamentalripplefrequency)的输出dc纹波加上由于触发角相位回退而产生的另外的较高频率谐波，导致lc滤波器ldccdc的部件物理上大尺寸、重量、成本和功率损耗。本公开内容的转换器模块100经由ac/dc整流器结构拓扑提供用于e涂覆和其他电镀工艺的理想解决方案，所述ac/dc整流器结构拓扑具有远大于线路频率的可变正弦波源频率(逆变器输出基率)，以最小化滤波器尺寸、重量、成本和峰-峰输出纹波。在某些示例中，例如，可调电压可调频率逆变器101提供频率为诸如300hz的约120hz至600hz的ac信号。例如，逆变器101的一个合适的工作频率是约180hz。这实现了在dc输出信号中显著的纹波电流减小，同时允许在系统1中使用紧凑的滤波器部件。图6提供了系统输入功率因数根据平均dc输出电压的变化的曲线图，示出了示出示例12脉冲scr整流器的功率因数性能的曲线602、以及示出了关于图1的系统100的使用驱动可调电压可调频率pwm逆变器101的六脉冲整流器前端的显著改善的功率因数性能的曲线604。如图6所示，在可调的50vdc至450vdc范围上具有ac线路换相(commutate)触发角dc输出控制的现有的ac/dc12脉冲scr整流器系统的另一个缺点是对ac市电线路的固有的低功率因数。一个示例中的总功率因数被量化为失真因子乘以位移因子。在一个示例中，12脉冲scr整流器的失真因子是0.9886，并且位移因子是cos(α)的函数。对于标称ac线路vphase＝108vrms，在α＝0°的充分条件下，可能的最高vave为505vdc。在示例的最大应用工作点处，在α＝27°处450vdc(0.89pu)时，总功率因数至多为0.88，而在示例的最小应用工作点处，在α＝84°处50vdc(0.10pu)时，总功率因数是如图6所示出的0.09的非常低的值。这个低的pf导致图4整流器部分的大部分的高kva需求(平均约50千瓦)。低功率因数和高kva需求导致市电惩罚费用以及输入变压器kva额定值增加，并且由于要求比需要的电流更高而导致上游系统损耗增加。图7是示出用于调节隔离的dc负载的可调ac/dc转换拓扑的示意图。可调ac/dc转换器模块100操作成用于调节具有超低ac纹波的隔离的dc负载。在一个示例中，输入功率通过输入断开器(例如断路器)105提供，并且输入功率可以用于驱动控制功率变压器104。如图7所示，在一个示例中，pwm逆变器101包括用于操作逆变器的开关装置的可调电压/可调频率控制器，并且控制器从逆变器级的输出端接收ac信号反馈。在一个示例中，pwm逆变器101的本地控制器从转换器模块100中的系统控制器接收电压命令信号和自动电流限制折返值。系统控制器和该示例包括用于接收紧急停止(e停止)输入的输入116以及用于从外部装置接收阳极dc电流限制参考值的另一输入117。在一个示例中，远程控制部件114向系统控制器提供dc负载电压参考设定点，例如作为用于操作诸如图1所示的系统中的多个转换器模块100的控制算法的一部分。图7中的转换器模块100如前所述包括正弦波滤波器106、多相隔离变压器107、多相二极管桥式整流器108、输出滤波器109和阻塞二极管110。另外，图7中的转换器100包括允许系统控制器选择性地断开来自dc负载113(例如来自槽阳极结构110)的输出的可选输出断开电路111。另外，图7中的系统控制器从隔离变压器107之后的浮置(例如隔离的)dc电源部分通过转换器100的浮置dc电源部分中的过电压电路和继电器触点接收隔离的负载dc电压过载限制信号以及隔离的负载dc电压反馈信号(例如以上图1中的反馈信号100f)。此外，模块100的浮置dc电源部分103还向系统控制器提供dc电流反馈值(例如以上图1中的反馈值100f)。在一个实施方式中，如图7所示的到ac/dc转换的输入源112可以从市电50hz/60hz的ac源得到，或者可以使用dc源作为替代实施方式。与12脉冲scr方法对照，在一个示例中，转换器模块100使用具有ac线路电抗器和桥输出dc链路电感器的6脉冲市电接口前端。6脉冲整流器的失真因子为0.95，并且位移因子为0.984，导致总功率因数＝0.934。图4部分1和部分2中较低的kw负载的失真因子较低，使得这些部分的整体总功率因数较低，但整体而言，由于应用可调输出电压降低，所以6脉冲前端比具有低位移功率因数的scr整流器有显著改善。图3中的12脉冲scr整流器方法的另一个缺点在于，在50vdc至450vdc的可调范围上，具有ac线路换相触发角dc输出控制的差的瞬态负载控制。就此而言，12脉冲scr整流器遭受电流振荡，导致多级电镀槽系统的前三个阶段或部分。初始阶段的未涂底漆的框没有建立膜电阻，因此由于输出电压基本上被施加至低阻抗负载所以scr电源被驱动为即时电流限制操作。由于12脉冲scr整流器由于ac线路换向延迟而不能足够快地响应，这导致不可控制的电流振荡。此外，电流限制是非线性不稳定控制器，并且输出滤波器ldccdc和12脉冲scr整流器系统是固有的非阻尼振荡电路。因此，即使在施加其余部分之前，在初始入口阶段产生的纹波电流振荡对沉积的膜厚度也具有显著的不利影响。相比之下，本公开内容的基于逆变器的转换器模块100利用快速开关半导体(例如以4khz的载波频率工作以提供250μs的最大响应时间)。因此，由图7中的系统控制器实现的逆变器输出电压调节器和电流调节器可以在没有振荡的情况下控制电流，并且在该应用启动模式下保持期望的膜厚度，即使是在多级电镀工艺的初始阶段。具有ac线路换相触发角度的12脉冲scr整流器系统的另一缺点是，当ac线路功率质量包含下降(sag)、浪涌或频率干扰时，通过不引发触发角控制而产生换向冲击(commutationshoot)的敏感性。12脉冲scr整流器系统无法在这些干扰上进行相位同步通常导致ac线路熔断器熔断和整流器dc输出的损失。相比之下，转换器100经由高频逆变器开关控制提供快速响应。图3中的12脉冲整流器系统还需要隔离变压器来停止多个整流器单元之间的循环电流，所述多个整流器单元具有共同的固定电压ac输入总线连接但具有通过e涂覆镀覆溶液到共同的金属框阴极连接的不同阳极输出dc电压。单元到单元的隔离可以使用具有馈送两个6脉冲scr可调dc转换器的次级delta和wye绕组的12脉冲隔离变压器，其固有地使得每个单元(+)/(-)输出电极能够在每个部分处具有单独的浮置dc参考电位并且比6脉冲设计低的ac纹波。然而，下面的等式3示出了具有固定的50hz或60hz线路频率的隔离变压器初级需要对于给定材料bmax是大的磁芯尺寸[nturnsacore]。v/f＝nturnsacorebmax等式3因此，基于12脉冲scr的ac/dc转换系统的另一个缺点是磁尺寸、体积和成本对标准的低ac线路频率(例如50hz或60hz)是固定的。此外，ac/dc转换系统需要ac电源，并禁止其他输入如dc输入源。相比之下，在一个示例中，所提出的转换器100利用设置在逆变器输出处的基础频率设置为约600hz的ac隔离变压器来促进单位-单元隔离。等式3中更高频率的运算允许通过表1中的1/f因子使得变压器具有较小尺寸和重量，以及比基于12脉冲scr的50/60hz隔离变压器方法更低的成本。关于阳极-阴极极性，在一个示例中，使用用于阴极e涂覆[阳极(+)，阴极(-)]的浮置整流器部分输出dc极性用于低膜厚度下的耐腐蚀性，并且当双金属异种金属接触时执行良好。阳极e涂覆[阳极(-)，阴极(+)]也是可以的，尤其是用于沉积某些环氧膜，因为其更好地渗透并涂覆复杂部件的内部部分。12脉冲隔离变压器固有地允许dc输出电极具有可以被反向的浮置电位。电极极性反转可以利用基于可调电压/可调频率pwm逆变器的转换器100来实现。图8示出了图1的系统1中的示例逆变器101的另外的细节，其对接至输入能量源。在这个示例中，逆变器电路101包括输入整流器301，在一个示例中，输入整流器301是六二极管无源三相整流器。在其他示例中，可以使用有源前端(afe)整流器。在其他示例中，逆变器101直接接收dc输入。将来自所示整流器301的dc输出提供给包括具有电感器ldc_in、一个或多个共模电容器ccm_in和dc总线电容器cdc_in的滤波部件304的dc总线电路305，以提供差模滤波以去除整流器6倍ac纹波频率分量并提供稳定的dc总线电压作为到输出逆变器开关电路302的输入。逆变器开关电路302进而包括三组上下(例如高压侧和低压侧)igbt或其他半导体开关，其分别连接在dc总线之一与用于连接至正弦波滤波器106的三个逆变器输出相或线路中的相应的一个逆变器输出相或线路之间。pwm逆变器控制电路303提供开关控制信号，以至少比逆变器端子的基础的ac输出频率(fo)高出10倍至20倍的pwm载波频率(fc)来操作逆变器开关。图9是示出在基于逆变器的转换器模块100的示例正弦波滤波器电路106中使用的部件的详细示意图。在该示例中，三相滤波器电路106包括与每个相关联的电感器lac和lres以及连接在电感器lres中的每一个与公共连接(例如中性点)之间的电容器cac。可以使用其他形式的lc和/或lcl滤波器，无论是如所示出的示例中的单相还是多相。滤波器电路106从逆变器101的输出端接收ac信号(例如三相ac波形)，并且包括用于将经滤波的ac信号提供给多相隔离变压器107的输出端。在操作中，正弦波滤波器106去除截止频率处的输出vo载波频率电压分量及其谐波(例如fc、2fc、3fc等)，从而产生到隔离变压器107的多脉冲初级的准正弦3相ac电压。实际上，初级ac电压跨变压器绕组均匀地分布，以防止或减轻绕组故障。标准的lac-cac正弦波滤波器设计可以用于谐振电感分量lres设置为零的某些示例中。在某些示例中，滤波器截止频率被设置为允许基础的fo电压分量通过，同时衰减fc和较高频率的电压分量。可以使用如在通过引用并入的美国专利第6,208,537号中的替代的正弦波滤波器拓扑，例如，使用lres并将cac调整为经调谐的捕获的载波频率分量以将电压分量分流为远离负载侧。在一个示例中，使用lac-cac正弦波输出滤波器(swf)方法或者使用通过引用并入的美国专利第6,208,537号中描述的技术来对pwmac逆变器输出电压进行滤波。在某些示例中，这仅恢复3相基础的正弦波电压，并去除大部分或全部不希望的fc载波频率电压分量，其可以与fo电压分量一样大。正弦波滤波器106的磁芯材料具有设计重要性，因为所有的高载波频率电压分量都施加在芯部上，并且可能需要更薄的叠片钢。在某些实施方式中，正弦波滤波器106在该级不需要临界纹波电压含量。在所公开的转换器100中的该级的正弦波滤波器106的潜在益处是三重的。正弦波滤波器106向隔离变压器初级提供相对干净的准正弦电压，使得逆变器高dv/dt速率不会使变压器初级线圈绕组故障。正弦波滤波器106还在单独的swf磁感应器装置中吸收由逆变器引起的高频磁芯损耗，使得标准隔离变压器磁芯可以容易地设计并且与标准可用叠片一起使用，而没有增加高频磁芯损耗的负担。正弦波滤波器106还平整(smoothout)了正弦波峰值电压，使得变压器次级多脉冲18脉冲二极管可以在正弦波的峰值附近正确地换向，并形成低纹波平均值和可调dc负载电压。图10示出了示例的18脉冲9相多脉冲隔离变压器实施方式107。在通过引用并入本文的美国专利第6,335,872号中描述了一个合适的示例。变压器输入是delta连接的初级，其接收在逆变器101要求的(commanded)基率fo处的可调节的三相准正弦波滤波的电压。变压器107以适合于dc负载的初级/次级匝比将次级侧变换成九相。该示例中的变压器107还包括：静电屏蔽(ess)，用于将逆变器pwm共模电压噪声分流到地并远离隔离的dc负载。图10中的隔离变压器107防止多个整流器单元之间的循环电流，所述多个整流器单元具有共同的固定电压ac输入总线连接但具有不同的阳极输出dc电压。重要的是，从正弦波滤波器106馈送的隔离变压器初级不固定在50hz或60hzac线路频率，但是现在可以在高达600hz的逆变器输出fo处使用。使用较高的逆变器基率fo的优点是有利于变压器的成本、尺寸、体积和重量的减小。隔离变压器107的另外的益处是通过利用次级绕组连接至适当数量的整流二极管的较高的多相(例如3相至9相或3相至12相)变压器绕组来增加整流器脉冲计数并因此获得超低负载输出ac纹波电压。在通过引用并入的美国专利第6,335,872号中描述了一个合适的隔离变压器实施方式，其中初级绕组以频率fo连接至逆变器输出并且次级绕组馈送大小适合于每个e涂覆整流器部分的dckw负载的18脉冲二极管电桥。另一合适的隔离变压器实施方式可以使用通过引用并入的美国专利第6,198,647号中示出的概念，其中初级绕组以fo连接至逆变器输出并且次级绕组馈送大小适合于每个e涂覆整流器部分的负载kw的24脉冲二极管电桥。隔离变压器107的另一优点是使用插入至于一端上机箱接地的初级绕组和次级绕组之间的静电屏蔽(ess)。ess减轻系统电磁干扰(emi)。逆变器pwm开关产生在约6倍fc额定值(rate)处发生的共模电压(vcm)，这往往将共模接地电流噪声(icm)朝向e涂覆槽的阴极接地驱动。icm在量值上主要受逆变器swf的lac电感以及变压器初级绕组电阻和漏电感的限制。ess固有地起到对高频cm电流的从初级绕组到机箱接地的低阻抗旁路电容器(cess)的作用，将噪声直接分流到内部机柜机箱接地，远离e涂覆系统接地。流入内部机箱接地的icm通过到(+)/(-)逆变器dc总线的接地连接ccm_in旁路电容器返回到噪声源。因此，dc负载和ac线路均具有由每个阳极整流器部分引起的最小的emi问题。在某些隔离变压器实施方式107中的静电屏蔽的另一个优点是来自ac线路侧瞬变的系统电压尖峰保护。标准输入mov在ac6脉冲桥接之前将峰值瞬态量值钳位到接地。然而，dc链路电感器ldc_in/zcm，逆变器输出swf电感器lac与变压器cess一起形成l-c衰减网络，以降低高频高压量值进入e涂覆槽并可能产生电弧。另外，静电屏蔽ess实施方式还有助于单个逆变器部分的系统噪声保护，这是由于来自16个其他阳极整流器部分的多个icm的可能的dc负载侧相互作用导致的。在这种情况下，ess用作对任何高频共模电流从次级绕组到机箱接地的低阻抗旁路电容器(cess)，以将此噪声直接分流到内部机柜机箱接地。图11示出了用于提供18脉冲整流器的18二极管桥式整流器电路108的示例。整流器输入端连接至隔离变压器108的九相次级绕组。整流器108的输出端子提供：dc整流器输出信号，其具有由逆变器101在稳定状态下调节的经整流的处于或接近所需的直流负载值的平均dc电压值。整流器输出信号可以包括18倍于要求的逆变器输出频率fo的残余高频纹波ac电压。降低ac纹波电压所需的dc负载滤波器容量与纹波频率成正比。输入纹波频率越高，则滤波器容量越小。连接至固定的60hzac线路的具有固有的720hz纹波(12*60hz)的现有的12脉冲整流器，对于即使5％的ac输出纹波电压要求也具有差的特性，导致大的ldc-cdc滤波器容量约为整个组合柜的2/3、重量高、成本高以及电感器有损耗。下面的表1示出了具有各种输入ac频率的12、18和24脉冲整流器的ac纹波频率的比较。表112、18和24脉冲整流器的桥输出ac纹波频率的比较与具有60hzac线路的12脉冲整流器相比，利用具有逆变器输出频率fo＝60hz的18或24脉冲配置可以分别将滤波器容量减小1.5倍至2.0倍。用较高的逆变器fo时，发生更显著的降低，因此在18或24脉冲配置的情况下使用fo＝180hz，ac纹波电压分别降低4.5倍至6.0倍；而在18或24脉冲配置的情况下使用允许的最大频率fo＝600hz时，由于控制板处理器限制，ac纹波电压分别降低15倍至20倍。虽然24脉冲配置可以用于绝对最低的ac纹波电压，但额外的变压器绕组和整流器成本会更高。具有高逆变器fo的18脉冲配置与现有的12脉冲的基于scr的方法相比是技术上的重大进步，同时成本较低。在所公开的示例中，整流器桥输出是电流隔离的、可控且可变的dc分量电压。基础的dc分量上剩余的ac纹波通过下一功率流级部件(flowstagecomponent)块进一步衰减，该块由独特的创新性ldc_1-cdc-ldc_2滤波器组成，以获得dc负载所需的超低ac纹波电压，尤其是e涂覆型应用。电感器ldc_1和ldc_2形成集成在一个芯部(core)中的中心抽头电感器，所述芯部具有插入在(+)整流器输出支路的1/2ldc_1(+)和插入在(-)整流器输出支路的1/2ldc_1(-)。同样，插入在(+)dc负载输出支路的1/2ldc_2(+)和插入在(-)dc负载输出支路的1/2ldc_2(-)。1/2ldc_1(+)和1/2ldc_1(-)和输出dc电容器cdc形成差模l-c滤波器，以将dc负载上的整流器输出ac纹波电压衰减至超低电平。如果逆变器共模电流icm噪声未被变压器ess完全捕获，则扼流器还用作次级共模部件以降低进入e涂覆槽(rsolution)的镀覆溶液4到阴极接地的高频电流。在这种情况下，1/2ldc_1(+)和1/2ldc_2(+)连同rsolution在(+)端子支路中形成到地的l-r衰减器电路。同样，1/2ldc_1(-)和1/2ldc_2(-)与rsolution一起在(-)端子支路中形成到地的l-r衰减器电路。当工件在两个部分之间转移时，每个阳极整流器输出部分可以与来自相邻的阳极整流器输出的dc负载侧瞬变相互作用。具有输出dc电容器cdc的电感器1/2ldc_2(+)和1/2ldc_2(-)形成差模lc滤波器，以将来自去稳定cdc输出电压的dc负载侧瞬变衰减为pwm逆变器101的反馈参考信号。还有1/2ldc_1(+)和1/2ldc_2(+)与rsolution一起形成到(+)端子支路中接地的电容式ess屏蔽的l-r衰减器电路。同样，1/2ldc_1(-)和1/2ldc_2(-)与rsolution一起形成到在(-)端子支路中接地的电容式ess屏蔽的l-r衰减器电路。这样就消除了任何负载侧瞬变过渡到电子部件所在的变压器初级。上面如图5所示，与诸如使用具有比12脉冲scr方法好约30倍的0.14％ac纹波的fo＝180hz的基于逆变器的转换器100的使用相比，具有5％最大ac纹波的现有12脉冲scr方法的阳极dc和ac纹波电流特性提供了严重的缺点。图12示出了可以在各个转换器100中使用的示例输出滤波器实施方式109。示例输出滤波器109是差分结构，其包括接收dc整流器输出信号的第一输入端和第二输入端以及用于提供经滤波的dc整流器输出信号的第一输出端和第二输出端。第一(+)端输入经由具有值0.5ldc_1和0.5ldc_2的两个串联连接的电感器连接至第一(+)输出端，并且第二(-)输入端经由具有值0.5ldc_1和0.5ldc_2的串联连接的电感器连接至第二(-)输出端。电容器cdc和放电电阻器rdischarge在连接输出滤波器109的上和下电路分支的节点之间彼此并联连接，并且电容器cdc的第一端子和第二端子向系统控制器(上面的图7)提供dc负载过电压跳变反馈信号和隔离的dc反馈电压信号。滤波器电路109还包括：跨两个输出连接的数字电路，其包括数字电阻器rsnubber和数字电容器csnubber的串联组合。在操作中，输出滤波器109抵制或抑制dc负载或输出端子上的ac纹波电压。在一个示例中，到滤波器电路109的输入来自18脉冲整流器输出(图11)，并且在一个示例中根据二极管整流器108的输出处的高频ac纹波来选择滤波器部件。在所示出的示例中，来自第一输出端子的经滤波的dc输出信号(+)耦接到阻塞二极管110的阳极，并且(-)端子100c连接至系统的公共阴极(图1)，其电连接至槽镀覆溶液4中的阴极电镀端子。在所示出的示例中，平均dc输出具有在任何负载下小于设定点电压的0.15％的ac纹波电压，表示相对于12脉冲的基于scr的镀覆系统的显著改善。另外，在一个示例中，使用(ldc-1(+)+ldc-1(-))和cdc的差分滤波器截止频率被设置为仅允许平均dc电压通过，同时衰减逆变器pwm截止频率fc和更高频率的电压分量以及18*fo的整流器分量。(ldc-2(+)+ldc-2(-))和cdc的差分滤波器截止频率设置为抵制逆变器pwm截止频率fc和更高频率的电压分量以及可能从相邻的阳极整流器进入槽负载端子的18*fo整流器分量。在某些实现方式中，输出滤波器109的电感器被集成到一个磁结构中。在一个示例中，rsnubbercsnubber电路是微秒时间帧滤波器，其仅用于将输出阳极阻塞二极管反向恢复电压尖峰控制为小于击穿值的电平。例如，如果阳极二极管传导满载电流，并且在较高vdc电压电平处的相邻的整流器突然阳极二极管，则会出现电压尖峰。在一个示例中设计与电容器组合的放电电阻器rdischarge，其被设计为如果所有阳极整流器电力被去除的话则在50秒内将输出电容器放电至安全触摸电位电平(例如小于50v)。输出电容器cdc电压被测量并与大地隔离，并被用作到电子装置以大地为参考的系统控制器(图7)中的pid电压回路调节器的电压反馈。测量输出电容器cdc的电压并将其提供为到参考电容器(-)端子电路的过电压跳变电路的反馈信号。在一个示例中，如果瞬时输出电容器电压超过最大允许值(例如基于允许的部件额定值)，则该电路生成去除所有输入和输出阳极整流器电力的过电压跳变信号。一个实施方式的差分dc链路滤波器电感ldc_in可以被物理地分离，将1/2ldc_in差分电感放置在位于(+)dc链路侧的线圈中，并且将1/2ldc_in放置在(-)dc链路侧中的另一线圈中(例如上面的图12)。在一个示例中，滤波电感器ldc_in和cdc_indc总线电容器将任何6脉冲桥360hz纹波衰减到可容许的非临界值，因为在拓扑的下游存在将移除剩余的任何6脉冲纹波电压的另一滤波器。dc链路滤波电感器固有地包括共模线圈空芯电感lcm_in，因为线圈在(+)和(-)dc电轨中物理地分离。通过将(+)和(-)dc链路线路穿过具有以相同方向缠绕的两个导线的另一芯部，可以增加lcm_in电感。从(+)dc总线到机箱接地和(-)dc总线到每个部分中的机箱接地添加的lcm_in电感和ccm_in电容器一起形成具有双重目的的共模噪声滤波器。首先是在进入可能发生电弧放电的e涂覆槽之前，将进入的ac输入线衰减到接地瞬态电压尖峰。标准做法是在到地的ac线路输入上使用金属氧化物变阻器(mov)，以将最大尖峰电压值钳位到3.5倍峰值线路电压。lcm_in电感和ccm_in电容器进一步衰减高频线路-地的瞬态量值，但也将电压上升速率降低到较低的值，以防止内部电子设备发生有害跳变。lcm_in-ccm_in滤波器的第二个目的是捕获由于逆变器开关而到地的逆变器输出共模电容噪声电流，并且经由旁路电容器ccm_in将其返回到(+)或(-)dc源，并使用lcm_in阻断逆变器噪声电流从ac输入网通过dc链路、6脉冲桥和ac线路向后输入到接地路径。图13示出了可以在以上图1和图7的系统中使用的阻塞二极管电路110的示例。该示例包括在阴极工件框(-)的任一侧上间隔开的两个(+)阳极，阳极距离被调节为在图13中标记为dc负载#1和dc负载#2的每个负载阳极电路中获得相等的镀覆电流。在这个示例中，此外，来自每个阳极的隔离的电流反馈信号被发送到系统控制器(图7)。在一个实现方式的操作中，如果一个或两个阳极电流大于对应的预定义(例如耗电器可配置的)最大设定点值，则系统控制器减小逆变器输出电压，直到阳极电流折返到期望的最大值为止。就此而言，当未镀覆的车辆工件首次到达时，在多阶段过程的前三个部分或阶段(例如图1和图4)中频繁应用。如果槽溶液4积聚金属颗粒或焊接杂物从车辆工件上脱落，导致槽2内的低电阻或短路状况，则可能发生另一种电流折返情况。还参照图14至图19中，示出了对应于在图1和图4的系统的操作中通过示例转换器模块100的系统(例如图7)的功率流的波形。图14提供了曲线图1400，其示出了在ac输入端112(图7)处由一个阳极整流器模块的内部6脉冲二极管dc前端生成的示例输入ac市电线路50/60hz线路至线路电压曲线1402和市电相电流曲线1404。尽管在大多数输出dc负载上,公共耦接的市电点处的功率因数约为0.92，但对于大多数dc负载而言，ac线路电流谐波接近约30％的电流谐波失真。图15示出了曲线图1500，其包括具有载波频率fc分量电压的新的期望的较高输出基率fo处的要求的可调节且可变pwm逆变器线路到线路输出电压曲线1502。6脉冲输入二极管整流器产生被调制(例如反相)的dc总线电压，其中逆变器开关以fc操作，以在逆变器101的输出端处产生所需的pwm线路至线路电压。该三相电压被传递到正弦波滤波器106的输入端，其中载波频率fc分量电压被抑制，在滤波器输出端处仅留下三个线路到线路电压之一的准正弦的、可调且可变的基础频率fo，如图15中的曲线1504所示。图15中的曲线图1500还示出了曲线1506，其示出逆变器101中的逆变器dc总线电压。图16示出了曲线图1600，其示出了关于来自正弦波滤波器106的三个线路到线路电压输出中的被施加至18脉冲隔离变压器107的输入delta初级绕组的一个线路到线路电压输出的准正弦的、可调且可变的输出频率电压曲线1602。变压器初级电流曲线1604示出了由于18脉冲整流器操作而具有低谐波失真的正弦曲线的一个示例相电流。由于电压和电流两者均具有低的谐波含量，因此可以使用标准的可用变压器叠片厚度铁来降低系统成本。在一个示例中，取决于应用要求，变压器初级到次级匝数比可以是单一的、增加的或降低的。图17提供了曲线图1700，其示出了跨阻塞隔离变压器107的delta初级绕组的输入的三个准正弦、可调且可变的基础的fo线路-线路电压曲线1701、1702和1703以及在隔离变压器次级输出中的九相ac电流中的三个(曲线1711、1712和1713)。块107次级九相电压被施加至块10818脉冲二极管整流器的输入端，以在块108输出上产生dc平均输出电压和平均电流。图18提供示出了曲线1804和曲线1802的曲线图1800，曲线1804示出了来自多脉冲二极管桥式整流器108的在18*fo处具有高频纹波ac纹波电压的平均dc输出电压，并且曲线1802示出了来自整流器108的输出纹波电流。由于只有靠近九相输入的峰值的波形电压被整流，因此平均dc电压输出上的峰-峰纹波量值有点高。然而，由于纹波电压频率为18*fo，所以其容易被输出滤波器109滤波，如图19所示。例如，在平均值为450vdc的18脉冲桥式整流器输出处，18*fo处的峰-峰ac纹波约为200vpk-pk。类似地，曲线1802中所示的18脉冲桥式整流器电流具有包含由输出滤波器109滤波的一些高频ac纹波电流的平均dc电流值。图19提供了曲线图1900，其示出曲线1904中的平均dc输出阳极到阴极负载电压以及平均dc输出阳极负载电流曲线1902。来自输出滤波器109的输出信号1902和1904事实上没有高频纹波ac纹波含量，典型ac纹波值小于设定点dc电压的0.15％，因此与scr型dc电源相比具有明显的优势，特别适用于电镀工艺或其他需要低纹波含量的应用。图20至图23示出了各种系统配置。图20示出了使用三相ac分配到多个转换器负载100(例如在一个示例中为16)的示例系统配置。在一个实现方式中，功率分配总共提供724kw，并且包括宽带谐波滤波器2002。在通过参引并入本文的美国专利第6,549,434号中描述了一个合适的滤波器2002。在一个示例中，滤波器2002有利地有助于改善功率因数，诸如对于单个阳极整流器部分从0.92增加到0.98且将电流总谐波失真从30％降低到约6％-7％。图21示出了另一种可能的系统配置，其中专门选择两组八阳极整流器部分负载(转换器100)(例如一组中的奇数部分和另一组中的偶数部分)。在这种配置中，和约为361kw的负载附接至delta-wye全kva隔离变压器上，例如，如在通过参引并入本文的美国专利第8,299,732号中所示出的。在这种类型的配置中，对于单个阳极整流器部分，功率因数可以从0.92增加到0.97，并且电流总谐波失真可以从30％降低到约7％-9％。图22中示出了另一示例系统配置，其中专门选择了两组八阳极整流器负载(例如转换器100)，总计约361kw，并且八阳极整流器负载附接至六相变压器。在美国专利第8,299,732号中示出了一个合适的示例。在这个示例中，针对单个阳极整流器部分，市电功率因数可以从0.92增加到0.967，并且电流总谐波失真可以从30％降低到约7％-9％。图23示出了另一种系统配置示例，其中具体地选择了三组五阳极整流器部分负载(例如转换器100)，总计约245kw，并且三组五阳极整流器部分负载附接至九相变压器，如美国专利第8,299,732号所示。在这个进一步的示例中，针对单个阳极整流器部分，市电功率因数可以从0.92增加到0.96或0.98，并且电流总谐波失真可以从30％降低到约4.5％-5.5％。如图20至图23所示，所公开的系统的另一优点是，即使电压和电流正在部分到部分地改变，参考ac市电侧的每个转换器100部分的相对dc负载kw值也相对恒定且在16个操作部分上也是相等的。这在部分输入(sectioninput)处提供了大致相等的负载效应，并且允许将阳极整流器输入部分进行分组以利用低电流总谐波失真值来促进谐波减轻解决方案。下面的表2示出了如果图4的所有16个部分被施加在公共ac总线输入(例如图20)的市电kw加载。表3示出了例如对于12脉冲操作如果适当的阳极整流器输入部分的组合被分组成两个相等加载组的市电kw加载。表4示出了例如对于18脉冲操作如果适当的阳极整流器输入部分的组合被分组成三个相同的加载组的市电kw加载。表2：用于公共ac总线的所有16个整流器部分表3用于12脉冲减轻的两组8整流器部分表4：用于18脉冲减轻的三组5整流器部分图20示出了如果所有的16阳极整流器部分负载与如表2中的ac/dc转换器100类似并且总计724kw被附接至如在美国专利第6,549,434号中示出的单个无源宽频带谐波滤波器的系统配置。在这个示例中，市电功率因数可以从单个阳极整流器部分的0.92增加到0.98，并且i_thd％从30％降低到约6％-7％。该滤波器消除了块1006脉冲阳极整流器的第5和第7谐波电流含量。图21示出了如果两组8阳极整流器部分负载与如在表3中的ac/dc转换器100类似并且总计约361kw被附接至如在美国专利第8,299,732号中示出的deltawye全kva隔离变压器的系统配置。组1是八个特别选择的阳极整流器，它们是#1,3,5,7,9,11,13,15转换器100输入共计361kw的组合，并且组2是8个特别选择的阳极整流器，它们是#2,4,6,8,10,12,14,16转换器100输入共计363kw的组合。在这种情况下，由于增加的输入变压器delta和wye次级上存在大致相等的加载，所以即使所有次级负载都被隔离，市电侧第5和第7电流谐波也被取消。图21示出了对于单个阳极整流器部分，市电功率因数可以从0.92增加到0.967，并且i_thd％从30％降低到约7％-9％。图21中的配置的一个优点在于，对于需要来自其他耗电器(customer)负载的单独的阳极整流器负载隔离变压器的新装置(plant)最为有利。除了具有724kw额定值的单个delta初级wye次级外，363kw的两个delta和wye次级绕组可以以低成本获得，同时提供功率因数和谐波i_thd最小化。图22示出了如果两组8阳极整流器部分负载与如在表3中的ac/dc转换器100类似并且总计约361kw被附接至如在美国专利第4,700,421号中所述的六相变压器的系统配置。本示例中的组1是八个特别选择的阳极整流器，它们是#1,3,5,7,9,11,13,15块100输入共361kw的组合，而组2是八个特别选择的阳极整流器，它们是#2,4,6,8,10,12,14,16块100输入共计363kw的组合。在这种情况下，由于在变压器次级输出上也存在大致相等的负载，所以即使所有次级负载都被隔离，市电侧第5和第7电流谐波也被取消。图22示出了与deltawye隔离变压器情况类似对于单个阳极整流器部分，市电功率因数可以从0.92增加至0.97，并且i_thd％可以从30％降低到约7％-9％。图22的配置的优点在于，对于已经拥有单独单个全kva额定阳极整流器负载隔离变压器的老式改造装置来说是最大的。完全额定的六相变压器约是全隔离变压器的尺寸、重量和成本的一半，同时提供功率因数和谐波i_thd最小化，并且如果需要可以被插入作为售后额外谐波减轻费用。图23示出了另一配置，其中如表4中的三组5阳极整流器部分负载(例如转换器100)且总计约245kw附接至例如如在美国专利第8,299,732号中示出的九相变压器。组1是5个特别选择的阳极整流器，它们是#1,2,3,4,5和16转换器100输入总计215kw的组合，并且组2是五个特别选择的阳极整流器，它们是#6,7,8,9,10转换器100输入总计245kw的组合，并且组3是五个特别选择的转换器100，它们是#11,12,13,14,15转换器100输入总计264kw的组合。在这种情况下，由于在所有变压器次级输出上存在在﹢/-10％以内的近似相等的加载，因此即使所有次级负载被隔离，市电侧第5和第7电流谐波也会被取消。图23示出了对于单个阳极整流器部分，市电功率因数可以从0.92增加到0.96或0.98，并且i_thd％从30％降低到约4.5％-5.5％，类似于具有+20度、0度和-20度的delta初级绕组和次级绕组的九相隔离变压器情况。图23配置的一个优点在于，对于那些已经具有单独的单个全kva额定阳极整流器负载隔离变压器的老式改造装置来说是最大的。全额定九相变压器的尺寸、重量和成本约是九相全隔离变压器的一半，同时提供功率因数和谐波i_thd最小化，并且如果需要可以被插入作为售后额外谐波减轻费用。与12脉冲scr型dc电源相比，本公开内容提供了显著的优点，特别是对于期望低纹波水平的电镀和其他应用。例如，在连接至公共ac线路总线的每个部分上使用6脉冲全波二极管桥可以实现从轻负载到全负载的期望的高功率因数，从而避免或减轻了相位控制12-脉冲整流器系统的低功率因数缺点，其中触发角控制从完全开启状态相位(phased)回退。具有dc链路滤波器的6脉冲全波桥也消除了与scr换相失败相关且易受电力质量下降、浪涌和瞬变影响的缺点，因为dc链路滤波器能量提供直通(ride-thruprotection)保护而无需关断(tripoff-line)转换系统。此外，位于pwm逆变器101之前的固定dc总线电位允许单独的非隔离dc输入源连接消除12脉冲整流器缺点，只要输入的平均dc电压高于调节来自后续pwm逆变器的输出dc电压所需的需要dc链路值。用于公共dc总线输入源的各种替代实施方式是可以的。在通过参引并入本文的美国专利第6,335,872号中描述的一种合适的公共dc总线方法，其中提及了具有连接至60hzac线路的初级和馈送18脉冲二极管电桥的次级的九相变压器以及尺寸适用于所有e涂覆整流器部分的组合kw的具有(+)和(-)端子的dc链路电感器。在这种情况下，(+)和(-)总线端子直接连接至每个部分中的cdc_in电容器，其中6脉冲桥和ldc_in电感器被移除。在通过参引并入本文中的美国专利第6,198,647号中描述了另一合适的公共dc总线构思，其包括具有连接至60hzac线路的初级和馈送24脉冲二极管桥的次级的12相变压器以及具有大小也适用于所有整流器部分的组合kw的(+)和(-)端子并且(+)和(-)总线端子连接至每个cdc_in电容器的dc链路电感器，其中6脉冲桥和ldc_in电感器被移除。另一合适的公共dc总线构思是应用连接至ac线路的有源前端(afe)整流器和调节所有部分的组合cdc_in电容器上的dc电压的afedc输出。这三个连接保持ac线路的单位功率因数，同时将ac线路电流总谐波失真(例如约3.5％)降低至ieee标准519制定的小于5％的限制。为另外的滤波的dc链路ldc_in-cdc_in的固定dc总线电压量值通过功率半导体开关和控制来调节。逆变器101产生具有与期望或要求的dc负载量成比例的基础电压的可调3相pwmac输出电压(vo)。在通过参引并入本文的美国专利第7,626,836号中描述了一种合适的技术，其示出了可调电压/可调频率(av/af)逆变器控制，其中期望的基础逆变器ac输出频率(fo)被设置为恒定保持的参考值。使用载波频率fc处的标准pwm开关技术，对与来自逆变器的期望的零至3相最大输出电压对应的av/af控制给出缩放的电压参考命令(vcmd)信号(例如0-10v)。在某些实现方式中，发送到后续隔离变压器初级的逆变器输出频率和电压现在具有可以相对于线路频率向上调整的基率。例如，某些实施方式提供逆变器操作以180hz-600hz的频率生成第一ac信号，这表示在馈送12脉冲隔离变压器的先前的固定60hzac线路上频率可能增加十倍。这消除了12脉冲ac/dc转换拓扑的缺点，因为磁芯容量与所施加的频率成比例。从(+)dc滤波器输出到(+)阳极出口端子的一个或多个阻塞二极管110便于将每个转换器100用作具有阴极参考的浮置dc源。在该部分下，大多数阳极整流器高电流直接通过槽阳极结构10到阴极工件3。然而，当工件3位于电流被e涂覆溶液电阻路径限制的部分之间时，存在到相邻阳极整流器部分的另一路径。此外，随着工件3沿着处理方向pd前进，接下来的每个部分被设定为如以上图4中的电压分布图曲线404所示的更高的dc阳极电压设定点，例如差至少50vdc。串联阻塞二极管110的添加防止了这个相邻的电流流动，因为它将变得从下一部分的较高dc电压反向偏置。因此二极管110利用其分段电压反馈回路来改善每个单独输出cdc电容器电压的可控性。对于单个e涂覆或镀覆站可以省略该二极管110。用于适当地控制各个转换器104的方法，在某些示例中，集合系统可以包括三个调节回路、各种设定点参考和反馈信号以及到现有控制的接口。在通过参引并入本文的美国专利第7,626,836号中示出了一个合适的示例。一个控制功能是将输出(+)阳极和(-)阴极端子处的dc负载幅度调节为输入到包括在每个转换器100(图7)中的系统控制器的期望的dc电压参考设定点。从用于每个转换器100的串联输出阻塞二极管110的阳极侧导出每个转换器100的一个或多个dc反馈信号100f。连接至串联阻断二极管的阳极的输出滤波器电感器1/2ldc_2(+)以及连接至(-)阴极端子的1/2ldc_2(-)用作ac噪声滤波器并几乎不降低dc电压。相应地，最稳定且无噪声的dc电压反馈信号跨cdc输出滤波电容器进行测量。然而，在某些示例中，系统控制器低电压电子设备以地为参考并且电源结构dc电压具有对大地的浮置参考电位，因此在所示示例中cdc输出滤波电容器dc信号电压被隔离。在一个示例中，如图7和图12所示，跨cdc输出滤波电容器进行两次dc测量。第一cdc测量是针对e涂覆紧急故障安全备份目的(e停止)进行的。跨cdc的电阻分压器导出与dc负载输出成比例的缩放电压，并将该值与最大允许的破坏过压跳变参考进行比较。如果超过，则闭锁隔离继电器触点被激励到系统控制器，该系统控制器会采取适当的动作以去除ac线路输入和/或dc负载输出接触器两者处的所有电路电力。因此，在反馈设备发生故障、控制器电子故障或可能会将输出负载转换为完全过压状态的电源结构故障的情况下，去除所有电力。作为使用480vac输入线路的一个示例，500vdc额定电容器上的峰值输出负载可能会达到650vdc，从而导致爆炸。另一示例是在e涂覆溶液上，峰值输出负载可能达到650vdc，从过去的历史来看，如果过电压保持>400vdc，则形成氢气和氧气泡，这可能发生爆炸或引发槽的着火。第二cdc输出滤波电容器dc测量是使用跨cdc的隔离电压换能器块针对系统控制器电压调节控制进行的。来自电压换能器块的缩放反馈电压信号被馈送到系统控制器块中。系统控制器中的pid控制将dc电压参考设定点与隔离和缩放的dc反馈电压进行比较。pid输出误差信号是缩放的0-10vdc信号电压命令(vcmd)，其被输入到可调电压/可调频率(avaf)控制器。通过参引并入本文的美国专利第7,626,836号示出了一个合适的示例。在一个示例中，pid是基于数字的或者可以使用模拟硬件pid控制器。在一个示例中，avaf控制器包含各种输入信号、用于电压和电流控制回路的各种反馈信号以及一个输出电压控制命令(vo)。一个输入信号命令是逆变器开关频率或载波频率fc，例如对应于pwm逆变器功率结构半导体的期望(fc)的一次性固定输入参数。理想情况下，使用高载波频率以便在跨dc负载产生尽可能最低的ac纹波。实际上，高功率结构具有低载波频率fc(例如2khz)，而低功率结构可以具有更高的载波频率fc(例如12khz)而没有严重的功率结构电流下调(de-rating)。另一控制输入是用于操作逆变器101的基础输出频率(fo)。该值也可以是对应于来自逆变器功率结构101的pwmac电压的期望基础输出频率(fo)的一次性固定输入参数。在其他示例中，逆变器输出频率可以是可调节的。理想情况下，使用相对较高的工作频率fo值，从而跨dc负载产生尽可能最低的ac纹波。在某些示例中，控制处理器可能具有导致600hz的fo上限的计算限制，尽管不是所有实现方式的严格要求。另外，为了在瞬态阶跃(step)条件下获得对dc负载的严格控制，fc应该为约10x*fo。载波频率fc通常为4khz，而在e涂覆中间功率逆变器中没有电流下调，所以一个优选的fo上限实际上为约400hz。初级电压调节器回路控制跨cdc输出电容器的具有隔离的dc反馈信号的平均dc负载电压，其中将平均dc负载电压与系统控制器pid回路中的期望dc负载电压参考相比较。pid输出误差信号vcmd是进入avaf控制器的输入信号命令，其调节到逆变器半导体的3相pwm选通信号，使得逆变器3相ac输出基础电压(vo)被自动调整以补偿半导体电压降中的环路电压降、正弦波滤波器电压降、隔离变压器初级和次级泄漏电抗和电阻电压降、dc整流器电压降和到达cdc电压反馈点之前的最终ac输出滤波器电阻电压降。加速和减速的基础逆变器输出电压命令斜率是作为对应于允许pwm逆变器电压多快地改变到来自dc负载的阶跃响应的一次固定的输入参数的avaf输入信号命令。由于固有的慢速12脉冲换向延迟，现有的12脉冲scr技术目前仅具有允许的3秒-10秒的电压斜率，该斜率不足够快以进行补偿并且不良的非线性控制补偿，以防止负载中的冲击电流过冲。如果对极大的12脉冲ldccdc滤波器时间常数施加过快的斜率，则输出可能无法控制，但会变成l-c振荡电路。相反，所公开的拓扑结构消除了这个缺点，并且某些示例可以相当快速地(例如0.1秒)校正全负载电阻阶跃负载变化，其比现有的12脉冲的基于scr的系统快至少30倍。特别地，所公开的示例可以在一个pwm周期时间段(例如1/fc)中进行补偿，并且输出ac纹波滤波器时间常数也小得多，因为来自18或24脉冲整流器输出的ac纹波需要小的分量值。在转换器100的某些示例中的avaf控制器和逆变器控制器还提供三相输出ac电流限制调节器回路，以主要保护逆变器电容器、扼流器和半导体免受过电流，并且同样确保下游部件不会超过额定值或处于短路条件下。avaf输入可调的iac最大电流限制信号作为参考值，并在pid控制中将其与三相逆变器输出隔离电流传感器进行比较。测得的最高的单独相电流用于反馈信号。电流调节器pid输出误差用于限制要求的vo3相逆变器输出电压，从而将电流限制为期望值。控制器还可以实现可调阳极dc电流限制调节器回路，其将dc负载阳极电流保持在每个转换器部分100中的期望的最大dc电流值。阳极电流被测量并与发送到系统控制器的用于适当缩放的隔离的负载idc电流反馈信号隔离。耗电器阳极dc电流限制参考同样被输入到图7中的系统控制器。如果测量到的反馈dc阳极电流大于或等于阳极dc电流限制参考值，则将dc输出电压进行折返直到满足条件为止。系统控制器向avaf控制器发送自动电流限制折返信号，这减小avafvcmd信号，直到最大阳极电流持续。所公开的示例提供用于ac/dc操作的功率转换系统，其包括具有afav控制器的pwm逆变器101，以通过最小化输出dc电压中的纹波来调节输出dc负载。某些示例有利地提供用于电流限制和过载控制的dc输出电流反馈，以及适应于不同前端电路以减轻输入谐波的能力。所公开的示例包括用于转换正弦波电压波形中的pwm电压的逆变器输出正弦波滤波器106、以及用于隔离ac输入线路和dc负载以降低纹波电压的输出移相隔离变压器107。另外，所公开的示例包括：多相二极管桥式整流器109，用于对变压器次级信号进行整流以及输出经滤波的dc纹波以向用于电镀或其他应用的dc负载提供低纹波电压。所公开的示例还提供了将dc总线电压控制为设定点值的能力以及基于转换器级逆变器电路101的可调频率控制来调节输出dc电压中的纹波的能力。所公开的系统还根据给定应用需要，调节(accommodate)关于隔离变压器107的升高或降低或者单一匝数比。此外，ess型多相隔离变压器107的使用有助于降低dc负载与输入线路之间的共模噪声，并且所公开的示例提供了小型、低成本封装，其可以使用具有合适的变压器增加或降低以便实现低纹波dc系统以激励一个或多个电镀阳极用于需要低纹波dc输出电压的其他应用。当前第1页12当前第1页12