本发明涉及一种电容电压平衡控制方法，特别是一种h桥级联型整流器电容电压平衡控制方法。
背景技术：
近年来，h桥级联型整流器(cascadedh-bridgerectifier，chbr)因其控制简单、易于模块化等优点已经成功应用于大功率场合。通过级联多个功率模块，chbr可以产生更多的电平来合成输入电压，从而大大降低了电压和电流谐波。chbr由多个功率模块组成，与传统整流器相比其可以承受更高的电压，而每个功率模块承受的电压较低。由于chbr采用模块化设计，当某个模块发生故障时可快速进行替换，从而显著提高了整个系统的可靠性。
由于chbr的每个功率模块流过的电流相同，在对直流侧电容电压进行调节时完全依靠相同的电流来控制多个功率模块，因此无法有效保证每个功率模块的直流侧电容电压的平衡，所以chbr的直流侧电容电压平衡问题一直是国内外学者研究的重点。文献[1]对多种基于pi调节的直流母线电压控制算法进行了研究，所以很难对pi调节器参数进行设计。文献[2]融合级联型整流器控制策略和均压策略，根据pi控制器对不平衡负载所在模块开关时间的调整，并依据实验结果得到了该控制策略的均压范围。文献[3]在载波层叠调制基础上，通过两个模块输出电平的叠加性质扩宽了模块间工作状态交换的范围。
[1]dell’aquilaa,liserrem,monopolivg,etal.overviewofpi-basedsolutionsforthecontrolofdcbusesofasingle-phaseh-bridgemultilevelactiverectifier[j].ieeetransactionsonindustryapplications,2008,44(3):857-866.
[2]svazquez,jileon,jmcarrasco,lgfranquelo,egalvan,mreyes,jasanchez,andedominguez.analysisofthepowerbalanceinthecellsofamultilevelcascadedh-bridgeconverter[j].ieeetrans.ind.electron,2010,57:2287-2296.
[3]cwang,gzhang,hcheng,andyli.anovelmodulationstrategybasedontwodimensionalmodulationforbalancingdc-linkcapacitorvoltagesofcascadedh-bridgesrectifier[j].iecon2012-38thannualconferenceonieeeindustrialelectronicssociety,2012:116-122.
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是提供一种h桥级联型整流器电容电压平衡控制方法，实现高功率因数、网侧电流正弦化和对直流侧电容电压快速调节的目的。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种h桥级联型整流器电容电压平衡控制方法，其特征在于包含以下步骤：
步骤一：各功率单元电容电压采样值udc1、udc2....udcn用加法器sum求和，得到直流母线电压总和udcsum，用其与直流侧电压参考值
步骤二：根据电流调节量iref得到网侧瞬时参考电流值
步骤三：将参考电流瞬态值
步骤四：将每个功率模块的输出电压udci与参考电压
步骤五：每个模块的调制信号
步骤六：每个模块的调制信号
进一步地，h桥级联型整流器由多个功率单元串联构成；
us为网侧输入交流电压源，网侧输入电流为is；l为网侧滤波电感；各单元模块编号分别为1，2，3.....n，共级联n个模块；在每个单元模块中有4个igbt功率模块，其编号依次为sn1，sn2，sn3和sn4；每个模块直流侧电容分别表示为c1，c2，c3......cn；用纯电阻来等效直流侧负载，表示为r1，r2.....rn；uab1，uab2....uabn分别表示每个模块交流侧输入电压；udc1，udc2....udcn分别可以表示为每个功率模块直流侧电容电压的瞬态值；每个功率单元的电容电压稳态值分别表示为udc1，udc2....udcn；
chbr的数学表达式为：
该拓扑的开关函数qi可以表示为：
qi＝ki1ki4-ki2ki3(3)
式中：ki1～ki4∈{1,0}——拓扑第i个模块的4个igbt功率模块的开关状态。
进一步地，所述步骤一中电流调节量iref为
iref＝kvp(u*dc,sum-udc,sum)+kvi∫(u*dc,sum-udc,sum)dt(4)。
进一步地，所述步骤二中网侧瞬时参考电流值i*s可表示为：
式中：kvp——电压外环比例参数，kvi——电压外环积分参数。
进一步地，所述步骤三中
式中：kip——电流内环比例参数。
进一步地，所述步骤六中cps-spwm调制模块具体为
每个模块的调制比可以由每个模块的输入电压峰值和输出电压之间的关系来表示；如下公式(7)所示，mi代表第i个模块的调制比
因为输入电感影响很小可以忽略，所以电网电压的有效值可以表示为
将n个功率单元的h桥级联型整流器的调制比表示为m，mi和m之间的关系可以推导出：
当负载改变时，假设模块1为最小负载导纳值y1，其余模块的负载导纳值都相同：
y1<y2＝y3....＝yn(10)
在施加电压平衡算法的情况下，chbr中的每个功率模块上的功率都会动态变化，从而就可以实现电容电压的平衡；然而在超调情况下，调制器会进入非线性区，这样会造成明显的低频谐波分量；因此，平衡算法只有在每个模块的调制比在0到1之间时才能够正常工作；从第2个模块到第n各模块的调制比都用第一个模块的调制比来表示：
将负载不平衡度定义如式(12)，其中△y为负载不平衡度，其大小为不均衡模块导纳与各模块导纳的平均值之比；设定y1是最小负载导纳值，则负载不平衡度可表示为：
当负载平衡时，负载不平衡度等于1，当模块1的负载被切除，不平衡度等于0；假设电路中无功率损耗，那么分配到功率模块1的有功功率可以表示为：
p1＝m1·udc,sum·is＝u2dc,sum·y1(13)
假设在能量传递过程中不损耗有功功率，总输入功率可以表示为：
由公式(13)和公式(14)得：
本发明与现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明在建立chbr的数学模型基础上，研究了一种基于pi控制的直流侧电容电压平衡控制策略，采用载波移相调制策略，理论推导出调制比与有功功率之间的关系，得出该电容电压平衡控制的均压范围，具有较好的均压能力。
附图说明
图1是本发明的h桥级联型整流器电容电压平衡控制方法的流程图。
图2是本发明的h桥级联型整流器电路图。
图3是本发明的单相两电平整流器控制信号产生图。
图4是本发明的总体控制框图。
图5是本发明的电容电压平衡控制框图。
图6是本发明实施例的各模块输出电压波形图。
图7是本发明实施例的各模块输入电压和chbr电压波形图。
图8是本发明实施例的各模块输出电压和输入电流波形图。
图9是本发明实施例的负载突变时输出电压和输入电流波形。
图10是本发明实施例的模块3负载切除后直流电压和网侧电流波形。
具体实施方式
下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。
如图1所示，本发明的一种h桥级联型整流器电容电压平衡控制方法，具体过程如下：
1、建立数学模型：
如图2所示，为h桥级联型整流器主电路图，单个功率单元为单相两电平pwm整流器，h桥级联型整流器就是将多个功率单元串联而成的。如图1所示，us表示网侧输入交流电压源，网侧输入电流为is；l为网侧滤波电感；各单元模块编号分别为1，2，3.....n，共级联n个模块；在每个单元模块中有4个igbt功率模块，其编号依次为sn1，sn2，sn3和sn4；每个模块直流侧电容分别表示为c1，c2，c3......cn；用纯电阻来等效直流侧负载，表示为r1，r2.....rn；uab1，uab2....uabn分别表示每个模块交流侧输入电压；udc1，udc2....udcn分别可以表示为每个功率模块直流侧电容电压的瞬态值；每个功率单元的电容电压稳态值可以分别表示为udc1，udc2....udcn。chbr的数学表达式为：
该拓扑的开关函数qi可以表示为：
qi＝ki1ki4-ki2ki3(3)
式中：ki1～ki4∈{1,0}——拓扑第i个模块的4个igbt功率模块的开关状态。
2、调制方式与控制方法：
2.1cps-spwm调制方式
cps-spwm调制技术可以实现在较低开关频率情况下达到较高等效开关频率的效果，而且其具有很好的谐波特性，因此广泛应用到级联型多电平变流器中[16]。本文选择将cps-spwm调制技术引入chbr中。cps-spwm调制方法如图3所示。
如图3(a)为单相两电平pwm整流器。调制波为um，三角载波ur1(i)的频率为fc与频率为fm的调制波的交点作为开关sn1，sn2的开关点，开关sn1，sn2的门极信号互补如图3(b)所示。另外一个三角载波ur2(i)与ur1(i)的相位相反而幅值相等。如图3(b)所示，开关sn3和sn4的开关点为tr2(i)与调制波的交点。
采样相同调制波的n个功率模块，每个模块的三角载波依次相差tc/2n，记为ur1(1)、ur1(2)、ur1(3)...ur1(n)，调制波与两个三角波相交后产生的pwm信号的叠加就是每个功率单元的输出。在半周期移相方式中，总共有n个三角载波ur1和n个三角波ur2均匀分布在整个调制波周期内，因此n个单元模块组成的级联型h桥整流器可以看作2n模块的移相spwm组合整流器，其可以输出(2n+1)个电平的pwm信号。
2.2总体控制算法
为了实现h桥级联型整流器的高功率因数、网侧电流正弦化以及输出电压快速调节的目的，本文采用了瞬时电流控制策略。由于同一个输入电流用来调节n个单元h桥整流器，因此可以将直流母线电压看作一个总输出电压udc,sum。控制算法分为电压外环控制和电流内环控制，电流内环控制用来改善系统动态响应和高功率因数，电压外环主要作用是保证直流母线总电压udc,sum始终与参考电压一致。
如图4，将各功率单元电容电压采样值udc1，udc2....udcn用加法器sum求和，从而可以得到直流母线电压总和udc,sum，用其与直流侧电压参考值u*dc,sum比较后，将得到的误差值送入电压外环pi控制环节得到电流调节量iref。
iref＝kvp(u*dc,sum-udc,sum)+kvi∫(u*dc,sum-udc,sum)dt(4)
网侧瞬时参考电流值i*s可表示为：
式中：kvp——电压外环比例参数，kvi——电压外环积分参数。
电流内环设计有比例控制器，将参考电流瞬态值is*与电流瞬态值is进行比较后产生电压调整值，从而由公式(7)得h桥级联型整流器的网侧电压参考值u*ab，最终将生成的参考电压u*ab送入电容电压平衡算法模块作为控制依据。
式中：kip——电流内环比例参数。
2.3电压平衡算法
h桥级联型整流器的目的是保证各直流侧输出电压相等，然而当各模块负载不相等或者各整流器特性不同时是十分困难的。本文研究了一种基于pi控制的电容电压平衡算法来避免出现模块间电压波动，如图5所示。
如图可知，电压平衡算法通过将每个功率模块的输出电压udci与参考电压u*dci进行比较，两者产生的误差输入到pi控制器中产生补偿电流。每一个输出pi控制器将网侧电压乘以一个同步正弦信号从而得到网侧电流误差。每个模块的调制信号u*abi都是由对应的网侧电流误差△ei和总调制信号u*ab之和产生的。因此，当某个功率模块的输出电压udci发生变化时，必然改变其调制波的大小，从而改变分配到该模块的有功功率的大小。当某模块输出电压偏低时，就会相应增加分配到该模块的有功功率，反之亦然。该电压平衡算法通过根据功率模块瞬时输出电压而改变有功功率，这样也就可以实现系统各模块的电容电压的平衡。根据定义，每个模块的调制比可以由每个模块的输入电压峰值和输出电压之间的关系来表示。如下公式(7)所示，mi代表第i个模块的调制比。
因为输入电感影响很小可以忽略，所以电网电压的有效值可以表示为
可以将n个功率单元的h桥级联型整流器的调制比表示为m。因此，mi和m之间的关系可以推到出：
当负载改变时，假设模块1为最小负载导纳值y1，其余模块的负载导纳值都相同：
y1<y2＝y3....＝yn(10)
在施加电压平衡算法的情况下，chbr中的每个功率模块上的功率都会动态变化，从而就可以实现电容电压的平衡。然而在超调情况下，调制器会进入非线性区，这样会造成明显的低频谐波分量。因此，平衡算法只有在每个模块的调制比在0到1之间时才能够正常工作。因此，从第2个模块到第n各模块的调制比都可以用第一个模块的调制比来表示：
将负载不平衡度定义如式(12)，其中△y为负载不平衡度，其大小为不均衡模块导纳与各模块导纳的平均值之比[17]。设定y1是最小负载导纳值，则负载不平衡度可表示为：
当负载平衡时，负载不平衡度等于1。当模块1的负载被切除，不平衡度等于0。假设电路中无功率损耗，那么分配到功率模块1的有功功率可以表示为：
p1＝m1·udc,sum·is＝u2dc,sum·y1(13)
假设在能量传递过程中不损耗有功功率，总输入功率可以表示为：
由公式(13)和公式(14)得：
3仿真与实验
3.1仿真
在matlab/simulink中搭建三功率单元的chbr仿真模型，仿真取值：us＝75v/50hz，网侧电感l＝1mh，电容值均为2200μf，开关频率ft＝1.5khz，单模块直流输出电压参考值为50v。功率模块1、2、3的负载电阻分别取20ω、15ω、10ω，在未施加直电容电压平衡环节时的仿真结果如图6(a)所示。在同样情况下，施加电容电压平衡环节后，仿真结果如图6(b)所示。
比较图6(a)和图6(b)得：在未施加电压平衡环节的情况下，三个功率模块的输出电压在稳定后差值较大。在施加电压平衡环节的情况下，稳定后三个功率模块的直流侧输出电压基本相等，都稳定在50v左右。由仿真结果可得，本文研究的电压平衡算法实现了快速均压。
3.2实验
采用dsp单元实现整流器闭环控制、均压控制和软件保护，采用fpga单元实现调制信号，搭建一个250w、单模块直流输出50v的小功率三模块h桥级联型整流器系统，实验参数与仿真参数相同。
三模块的负载分别为r1，r2和r3，实验开始时三模块负载都取20ω。如图7所示为三模块chbr的每个模块的输入电压，如图7所示为chbr输入电压波形图，如图9和10所示为各模块的输出电压和网侧电流，每个模块的输出电压值都稳定在50v左右。
为了验证直流侧电容电压平衡算法的正确性，保持模块2和模块3负载不变，改变模块1负载，r1＝50ω，m＝0.8。如图9所示，随着负载变化，模块1的直流侧电压升高，随着电容电压平衡控制算法的作用下，三模块的直流侧电压逐渐稳定在42v，在负载变化期间网侧电流只改变了幅值。由此说明直流侧电压平衡控制算法完成了均压，保证了系统正常稳定运行。
为了进一步验证均压控制算法对系统稳定性的作用，在负载平衡情况下工作到300ms时切除模块3的负载。如图10所示，直流侧输出电压在模块3负载切除后升高，但在均压算法的作用下很快恢复稳定，最终稳定在50v左右。在这个过程中，三个单元模块的直流侧输出电压基本保持相同，未发生电压漂移。
4总结
针对h桥级联型整流器电容电压不平衡问题，本文首先分析了chbr的数学模型和cps-spwm调制方法，对chbr总体控制采用基于瞬时电流双闭环控制，在此基础上研究了一种基于pi调节的电容电压平衡算法，采用cps-spwm调制方式，理论推导出有功功率与调制比之间的关系，得出该均压调制策略的均压范围。最后，搭建三功率模块的实验样机，分别在模块1负载r1＝50ω,m＝0.8和模块3切除两种情况下，三个功率模块直流侧输出电压基本保持相同，未出现电压漂移，验证了该控制算法具有较好的均压能力。
本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。