本发明涉及一种电力电子技术领域，特别涉及一种隔离式开关电路及其控制方法。
背景技术：
同步整流是采用通态电阻较低的功率mosfet，来取代整流二极管以降低整流损耗的一种方法，被用于隔离式开关电路中。现有技术的隔离式开关电路，一般包括主功率开关管、变压器和同步整流管，由控制电路控制主功率开关管的导通状态，由同步整流控制电路控制同步整流管实现同步整流。在隔离式开关电路中，往往采用光耦来实现原副边反馈信号的传输。
如图1所示，示意了现有技术基于同步整流的反激式开关电路，通过采样副边的输出电压，经光耦将副边信号传输给原边，并由控制电路所接收，所述控制电路根据由光耦传输的反馈信号，相应地控制主功率开关管的动作。采用光耦实现隔离式开关电路原副边的信号传输，虽然能够解决隔离性的问题，但仍存在着增加成本以及精度较低的技术问题。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种隔离式开关电路及其控制方法，解决现有技术存在的成本高和精度低的技术问题，以提高反馈信号的检测精度，有利于高精度地实现控制。
为实现上述目的，本发明提供了一种隔离式开关电路，包括主功率开关管、变压器和同步整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的同步整流管与所述副边绕组连接；
副边控制电路接收表征第一时间信息的第一控制信号，所述的副边控制电路与所述同步整流管的控制端连接，所述的第一控制信号用于控制同步整流管的关断；所述的第一时间信息为一个开关周期内同步整流管关断后寄生二极管的续流时间或者同步整流管关断后寄生二极管的续流时间与同步整流管开通时刻至副边电流续流结束的时间所成的比例；
从原边检测所述第一时间信息，得到表征所述第一时间信息的检测信号，根据所述表征第一时间信息的检测信号，经原边控制电路对主功率开关管的状态进行调节；
所述第一控制信号高于第三阈值时，则所述隔离式开关电路工作于固定频率，在该固定频率下，所述隔离式开关电路进入连续导通模式或断续导通模式。
可选地，所述的第一控制信号由以下方式得到：采样所述隔离式开关电路的输出电压或/和输出电流，得到采样电压信号，将所述采样电压信号与第一参考信号进行比较，得到表征第一时间信息的第一控制信号。
可选地，根据所述表征第一时间信息的检测信号，调节第二时间或/和原边绕组的峰值电流，所述的第二时间为从当前开关周期结束至下一开关周期主功率开关管导通时刻的时间或两个开关周期开始时刻之间的间隔时间。
可选地，所述从原边检测所述第一时间信息是指，通过直接检测或通过辅助绕组检测主功率开关管两端的电压，根据主功率开关管两端电压的变化特性，得到表征所述第一时间信息的检测信号。
可选地，当前开关周期的第一时间信息大于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应增大，或/和，降低原边绕组的峰值电流；当前开关周期的第一时间信息小于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应降低，或/和，提高原边绕组的峰值电流。
可选地，当前开关周期的第一时间信息大于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应减小，或/和，提高原边绕组的峰值电流；当前开关周期的第一时间信息小于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应减小，或/和，提高原边绕组的峰值电流。
可选地，所述第二时间或/和原边绕组的峰值电流随着第一时间的增大而增大或减小。
可选地，当所述第一时间信息大于第一阈值或小于第二阈值时，则控制所述主功率开关管保持关断直到再次被唤醒或者使隔离式开关电路的开关频率维持为检测频率，所述的检测频率用于定期判断负载是否发生变化，若发生变化，则调整隔离式开关电路的工作模式。
可选地，将从当前开关周期结束至下一开关周期主功率开关管导通时刻的时间或两个开关周期开始时刻之间的间隔时间作为第二时间；在所述第二时间上叠加扰动信号，使开关电路工作于抖频模式，或者，在开关频率降到最低时，通过延长所述第二时间，以进一步降低开关频率，使开关电路工作于间歇模式。
可选地，通过调节下一开关周期的主功率开关管的导通时刻来调节所述第二时间；通过调节下一开关周期的主功率开关管的导通时间来调节所述峰值电流。
可选地，通过采样流经同步整流管的电流，得到电流采样信号，将所述的电流采样信号与所述第一控制信号进行比较，以确定所述同步整流管的关断时间，从而调节所述第一时间信息。
可选地，所述的隔离式开关电路还包括原边控制电路，所述的原边控制电路与所述主功率开关管的控制端连接，所述原边控制电路包括第一时间信息检测电路和调节电路，所述的调节电路包括第二时间调节电路或/和峰值电流调节电路，所述的调节电路接收所述第一时间信息检测电路输出表征所述第一时间信息的检测信号，通过第二时间调节电路调节所述的第二时间或/通过所述峰值电流调节电路调节所述的峰值电流。
本发明还提供一种隔离式开关电路的控制方法，
所述的隔离式开关电路包括主功率开关管、变压器和同步整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的同步整流管与所述副边绕组连接，
所述的控制方法包括以下步骤：副边控制电路接收表征第一时间信息的第一控制信号，所述的副边控制电路与所述同步整流管的控制端连接，所述的第一控制信号用于控制同步整流管的关断；所述的第一时间信息为一个开关周期内同步整流管关断后寄生二极管的续流时间或者同步整流管关断后寄生二极管的续流时间与同步整流管开通时刻至副边电流续流结束的时间所成的比例；
从原边检测所述第一时间信息，得到表征所述第一时间信息的检测信号，根据所述表征第一时间信息的检测信号，经原边控制电路对主功率开关管的状态进行调节；
所述第一控制信号高于第三阈值时，则所述隔离式开关电路工作于固定频率，在该固定频率下，所述隔离式开关电路进入连续导通模式或断续导通模式。
可选地，所述的第一控制信号由以下方式得到：采样所述隔离式开关电路的输出电压或/和输出电流，得到采样电压信号，将所述采样电压信号与第一参考信号进行比较，得到表征第一时间信息的第一控制信号。
可选地，根据所述表征第一时间信息的检测信号，调节第二时间或/和原边绕组的峰值电流，所述的第二时间为从当前开关周期结束至下一开关周期主功率开关管导通时刻的时间或两个开关周期开始时刻之间的间隔时间。
可选地，所述从原边检测所述第一时间信息是指，通过直接检测或通过辅助绕组检测主功率开关管两端的电压，根据主功率开关管两端电压的变化特性，得到表征所述第一时间信息的检测信号。
可选地，当前开关周期的第一时间信息大于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应增大，或/和，降低原边绕组的峰值电流；当前开关周期的第一时间信息小于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应降低，或/和，提高原边绕组的峰值电流。
可选地，将从当前开关周期结束至下一开关周期主功率开关管导通时刻的时间或两个开关周期开始时刻之间的间隔时间作为第二时间；在所述第二时间上叠加扰动信号，使开关电路工作于抖频模式，或者，在开关频率降到最低时，通过延长所述第二时间，以进一步降低开关频率，使开关电路工作于间歇模式。
与现有技术相比，本发明之技术方案具有以下优点：本发明以第一时间信息作为特征进行原副边的控制和调节，无需光耦传输原副边的信息，原边通过检测主功率开关管两端的电压来识别所述第一时间信息，副边则通过采样输出电压或/输出电流，与相应的参考信号进行比较，得到表征第一时间信息的第一控制信号。原边可根据所述第一时间信息来调节所述第二时间和峰值电流。本发明无需采用光耦进行原副边信号的隔离传输，降低电路成本，同时将同步整流管的寄生二极管续流时间作为特征进行识别和控制，控制和调节更为精确。
附图说明
图1为现有技术反激式开关电路的结构原理图；
图2为本发明隔离式开关电路的工作波形示意图；
图3为本发明隔离式开关电路的结构原理图；
图4为原边控制电路的结构框图；
图5为第一时间与第一控制信号的变化趋势波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
如图2所示，示意了本发明隔离式开关电路的工作波形，包括主功率开关管m1两端电压vds和原副边电流i的波形。从0到t为一个开关周期，从0到t0时刻为主动率开关管m1的导通时间，由于主动率开关管m1导通期间，其自身的阻抗很小，所以其两端的电压近似于0，在该期间内，原边的电流从0增大至峰值电流ip。在t0时刻，主功率开关管m1关断，原边电流为零，副边的同步整流管m2导通，此时副边电流从峰值电流ip开始下降，需要注意的是副边电流ip与原边电流的ip大小可以相同也可以不同，在图2中，为了说明和示意的方便，可以将其等效为一边的电流，即等效的激励电流，所以将二者看作是相同的，但副边电流ip与原边电流的ip大小主要由原副边的匝数比决定。在t0～t1时间段，同步整流管m2导通，此时副边电流下降，在t1时刻，同步整流管m2关断，同步整流管m2的寄生二极管(也成为体二极管)开始续流，副边电流继续降低，在t2时刻，副边电流降低至0，在t1～t2时间段作为第一时间t1，在这个时间段内，电压vds具有较强的辨识性，检测更加精确，例如，可以通过检测上升沿和下降沿的方式较为准确地得到表征第一时间t1的检测信号。t2～t时间段则表征了第二时间t2，即从寄生二极管续流结束至下一开关周期主功率开关管的导通时刻。虽然，本实施例的详细描述均以第一时间t1为例，但是，所述第一时间t1只是本发明所述第一时间信息的一种表征形式，本实施例中还可以用“同步整流管开通时刻至副边电流降低至零的时间所成的比例”作为所述第一时间信息。
在隔离式开关电路的副边，可以通过采样隔离式开关电路的输出电压或/输出电流，得到采样电压信号，将所述采样电压信号与第一参考信号进行比较，得到表征第一时间的第一控制信号vc，将所述第一控制信号作用于同步整流管m2，可以自适应调节第一时间t1。负载变重则所述第一时间t1减小；负载变轻则所述第一时间t1增大。所述的第一控制信号vc的变化趋势与所述第一时间t1相同或相反。为了便于示意，虽然图中只是示意了采样输出电压的情况，但还可以采样输出电流；此外，还可以通过另外设置的信号来产生第一控制信号。在以第一控制信号vc来表征第一时间的情况下，所述第一控制信号高于第三阈值时，即vc上升到一定程度，隔离式开关电路的工作频率不再变化，故所述隔离式开关电路工作于固定频率，在该固定频率下，所述隔离式开关电路进入连续导通模式(ccm)或断续导通模式(dcm)，具体进入何种工作频率，还与峰值电流、输入电压和输出电压等因素相关，输入电压影响了电感电流上升到峰值的斜率，输出电压影响了电感电流下降的斜率。所述第一控制信号vc达到第三阈值后，继续上升并达到第四阈值时，则电感的峰值电流固定，即此时开关频率和峰值电流均固定在特定值。
以第一时间t1作为特征进行原副边的控制和调节，无需光耦传输原副边的信息，原边通过检测主功率开关管两端的电压来识别所述第一时间t1，副边则通过采样输出电压与第一参考信号vref1进行比较，得到表征第一时间的第一控制信号vc。原边可根据所述第一时间来调节所述第二时间t2和峰值电流ip。
当前开关周期的第一时间t1大于上一个开关周期的第一时间t1，则使得所述第二时间t2相应增大，或/和，降低原边绕组的峰值电流ip；当前开关周期的第一时间t1小于上一个开关周期的第一时间t1，则使得所述第二时间t2相应降低，或/和，提高原边绕组的峰值电流ip。当然，原副边也可以“约定”第一时间t1与第二时间t2、峰值电流ip存在与上述相反的关联，即当前开关周期的第一时间t1大于上一个开关周期的第一时间t1，则使得所述第二时间t2相应减小，或/和，提高原边绕组的峰值电流；当前开关周期的第一时间t1小于上一个开关周期的第一时间信息，则使得所述第二时间相应减小，或/和，提高原边绕组的峰值电流。由此，可见第一时间t1是一个可为原副边识别的“媒介”，这样就无需在原副边进行第一时间信息传输，原副边均“约定”第一时间与第二时间t2、峰值电流ip的一致关联，均可实现。对于负载的轻重与第一控制信号或第一时间信息的关系，跟误差放大器ea正负端的接入信号有关，负载的变轻，根据设置，第一控制信号或第一时间信息均可以增大或减小，负载的变重，则相反。
以上仅就第二时间t2为从当前开关周期结束至下一开关周期主功率开关管导通时刻的时间做了详细描述，但如图所示，t2’表征两个开关周期开始时刻之间的间隔时间，也作为第二时间。
对于本发明来说，利用所述第一时间作为特征进行识别，并用于控制或调节主功率开关管，就可基本解决本申请的技术问题，而根据所述第一时间来进行第二时间和峰值电流的调节属于一种具体的应用，并进一步地解决技术问题。此外，本发明还存在抖频模式和间歇工作模式(burstmode)，所述的抖频模式，即为在所述第二时间上叠加一个扰动信号，使得开关频率发生抖动，可以附带解决emi的问题；所述的间歇工作模式，是在负载非常轻的情况下，开关频率已经降到最低，例如，22khz左右，此时进入间歇工作模式，使开关频率降至更低范围，例如，300hz左右，这样更为省电。
由于第一时间信息存在两种变化趋势，可能增大到达第一阈值，也可以减小到达第二阈值，所述当所述第一时间信息大于第一阈值或小于第二阈值时，此时第二时间已经无法再进一步减小了，即开关频率也达到上述所述的“开关频率已经降到最低”，则控制所述主功率开关管保持关断直到再次被唤醒，所述的唤醒可以是通过副边的同步整流管导通来实现，或者使隔离式开关电路的开关频率维持为检测频率，所述的检测频率可以设置在1000hz以下，所述的检测频率用于定期判断负载是否发生变化，若发生变化，则调整隔离式开关电路的工作模式。
如图3所示，示意了本发明隔离式开关电路的结构原理，反激式变换器为例。所述的隔离式开关电路包括主功率开关管m1、变压器和同步整流管m2，所述变压器包括原边绕组l1和副边绕组l2，所述的主功率开关管m1与所述原边绕组l1连接，所述的同步整流管m2与所述副边绕组l2连接；
通过由电阻r1和r2组成的分压电路采样所述隔离式开关电路的输出电压vout，得到电压采样信号vfb，将所述电压采样信号vfb与第一参考信号vref1进行比较，得到表征第一时间t1的第一控制信号vc，所述的第一控制信号vc与副边控制电路连接，所述的副边控制电路与所述同步整流管的控制端连接。
本实施例采用辅助绕组la与所述变压器耦合，并通过由电阻r3和r4组成的分压电路，采样主功率开关管两端的电压vds，因源极接地所以即漏端d的电压，得到信号v1。所述信号v1，通过上升沿和下降沿的判断，得到表征所述第一时间t1的检测信号，根据所述表征第一时间的检测信号，调节第二时间或/和原边绕组的峰值电流，所述的第二时间为从副边电流降低到零至下一开关周期主功率开关管导通时刻的时间。除此之外，也可以直接采样漏端d的电压来得到表征主功率开关管两端电压的信号v1。
本实施例虽然以反激式变换器为例，但是能够适用于大多数隔离式开关电路，不受被实施例的限制。
如图4所示，示意了原边控制电路的结构框图。所述的原边控制电路与所述主功率开关管的控制端连接，所述原边控制电路包括第一时间检测电路和调节电路，所述的调节电路包括第二时间调节电路或/和峰值电流调节电路，所述的调节电路接收所述第一时间检测电路输出表征所述第一时间的检测信号v2，通过第二时间调节电路调节所述的第二时间或/通过所述峰值电流调节电路调节所述的峰值电流。在图2中仅列举了所述的调节电路包括第二时间调节电路和峰值电流调节电路的情况。同时，原边控制电路还包括驱动电路，通过驱动电路与主功率开关管m1的控制端连接。
如图5所示，示意了第一时间t1随第一控制信号vc的变化趋势图。图中为了示意清楚，设置为线性变化，但实际上既可以为线性，也可以为非线性，图中仅示意了一种趋势。同时，图中所示意的是随着vc的增大，第一时间t1相应减小，但根据图3中误差放大器ea的输入端所接收信号的不同，其变化趋势也会有不同，例如，第一时间也可以随着vc的增大而增大。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。本发明虽然以“所述的第一时间信息为一个开关周期内自同步整流管关断寄生二极管开始续流至副边电流降低至零的时间或者自同步整流管关断寄生二极管开始续流至副边电流降低至零的时间与同步整流管开通时刻至副边电流降低至零的时间所成的比例”为例，来阐述本发明的原理，但是在连续导通模式(ccm)下，副边电流不会下降至零。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。