本发明涉及一种llc谐振变压器，尤其适用于负载变化范围较宽的llc谐振变换器，可以实现轻载效率的提升，特别适用于电动车辆蓄电池的充电。
背景技术：
llc谐振变换器是目前开关电源中最常用的一种电路拓扑之一，因其主功率开关器件可以实现零电压(zvs)开通，次级整流二极管能实现零电流关断(zcs)，不需要输出滤波电感，谐振腔电流波形接近正弦波等特点使其具：电磁干扰小，峰值效率高，功率密度大等优点。但是llc谐振变换器也存在其固有的缺陷：输出电压调节范围窄，轻载效率低，这在电动车辆蓄电池充电应用中是一个必须解决的难题。
为了解决llc谐振变换器的上述难题，学术界进行了大量研究。文献《llcresonantconverterforelectricvehiclebatterychargers》给出的解决方案是采用双变压器结构，重载时两个变压器并联工作，轻载时通过双向可控开关断开其中一个变压器。但是双变压器结构使得成本增加，两个变压器负荷水平不同造成使用寿命有差异。文献《pulse-widthmodulationcontrolstrategyforhighefficiencyllcresonantconverterwithlightloadapplications》通过选择一个较大的激磁电感值，并在轻载时采用pwm控制方式来降低开关频率，以此来提高轻载条件下的效率，但这样会损失高电压增益，并且轻载时emi增大。文献《optimaltrajectorycontrolofburstmodeforllcresonantconverter》和文献《lightloadefficiencyimprovementforhighfrequencyllcconverterswithsimplifiedoptimaltrajectorycontrol(sotc)》在轻载时采用burst(打嗝式)控制，使得控制复杂增加，充电时电流噪音增加，导致电池寿命减小。文献《designconsiderationsandexperimentalevaluationforllcresonantconverterwithwidebatteryvoltagerange》利用蓄电池的v-i特性曲线中的两个重要充电点来合理设计谐振腔参数，给出了针对蓄电池充电的宽输出电压范围的llc谐振变换器的设计方案，但llc谐振变换器仍存在轻载时效率较低的问题。文献《light-loadefficiencyimprovementstrategyforllcresonantconverterutilizingastep-gaptransformer》给出了一种步进气隙(step-gap)变压器的方案来改善llc谐振变换器在轻载时的损耗，但磁芯加工难度大，成本增加。发明专利《llc变压器及开关电源》(专利号：201611048791.0)通过特殊的绕线结构实现漏感可调，但是激磁电感不可调。实用新型专利《一种llc变压器》(专利号：201620955772.5)给出了一种减小趋肤效应和邻近效应的变压器绕制方法，但无法实现轻载效率的提升。
研究表明，谐振腔的k值(激磁电感和谐振电感的比值：k＝lm/lr)取值较小时可增大llc谐振变换器的输出电压增益范围，但谐振腔环流大，轻载效率低；谐振腔的k值取值较大时，可以有效减小谐振腔环流，提高轻载效率，但输出电压增益范围较小。较为理想的状态是使llc谐振腔在蓄电池的恒流充电阶段及恒压充电前期(负载较重且输出电压范围较大)保持较小的k值，在进入恒压充电的后期以及浮充阶段(电压变化范围小，负载较轻)保持较大的k值。上述文献所述的方案，并不能较好的解决llc谐振变换器重载和轻载时对k的不同要求。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是，给出了一种激磁电感可变llc谐振变压器，可以很容易实现重载时k值较小，轻载k值较大的动态变化设计要求。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种激磁电感可变llc谐振变压器，包括初级绕组1，主次级绕组2，辅助次级绕组3，功率磁芯4，开关5，有气隙的交流电感6和7；所述有气隙的交流电感6的两个端子与辅助次级绕组3的两个端子分别相连接；所述有气隙的交流电感7的一个端子通过开关5之后和所述有气隙的交流电感6并联。
所述功率磁芯4可以采用铁氧体或非晶材料，所述有气隙的交流电感6和7的磁芯采用铁氧体。
所述主变压器初级匝数np的公式如下：
这里am为磁芯横截面积，bmax取bo(最佳磁感应强度)或bsat(饱和磁感应强度)中较小者，高频状态下通常bo<bsat，kv为波形因数，正弦波kv＝4.44，fs为工作频率。
最佳磁感应强度bo由式(2)给出：
这里，这里∑va为变压器各绕组的额定va值之和，hc为热对流传递系数，典型值取10，ka，kc，kw为无量纲常数，一般典型值取ka＝40，kc＝5.6，kw＝10。kc,α为材料参数(由磁材供应商提供)，ρw为导线电阻率，δt为温升，ku为窗口利用系数，kf为磁芯叠片系数。
匝比a由下式计算：
这里vd为次级整流二极管的导通压降。
次级绕组的匝数：
ns＝a·np(4)
辅助次级绕组的匝数：
nr＝a′·np(5)
其中，a′没有一定的限定，通常取a′≤a即可。
重载时，开关5闭合，变压器的激磁电感值为两个交流电感并联后反射到变压器初级的等效电感：
轻载时，开关5断开，交流电感7与电路断开，变压器的激磁电感值为交流电感6反射到变压器初级的等效电感：
显然，lm1＜lm2。
谐振腔的谐振电感lr由变压器的初次级绕组的结构决定(如图6)，一旦结构确定，谐振电感lr的值即确定。
参数
由上述分析可知：
通过开关5的闭合与断开，实现轻载和重载时变压器的激磁电感调节，本发明中因为谐振电感lr为固定值，所以激磁电感的改变可实现k值的调节。
所述有气隙的交流电感的匝数计算：
这里，vlac为加在交流电感两端的交流电压有效值，ac为磁芯的横截面积，bac为交流电感磁芯中的磁感应强度。
所述有气息交流电感中气隙长度计算公式如下：
磁路中加入长度为g的气隙后，边缘磁通使磁路的总磁阻减小，导致实际电感量比lac大，需要根据边缘磁通系数f修正交流电感的匝数nlac(new)：
这里，如图7所示，g为线圈长度。
最后根据新的匝数nac(new)计算bac，确保有足够的磁芯饱和裕量，并用来计算磁芯损耗。
为方便制造以及生产，两个有气隙的交流电感值一般取：
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明通过在变压器中增加一个辅助次级绕组，并以两个带气隙的交流电感做为该辅助次级绕组的负载，同时通过一个开关调节负载的个数，可取得如下有益的效果：
⑴通过变压器的阻抗变换，将llc谐振过程中为实现主功率开关管实现零电压导通(zvs)所需的能量储存移到了带气隙的交流电感中，变压器磁芯中不需像传统llc谐振变压器那样要在磁路中加气隙，因此初级绕组和次级绕之间的挡墙可以很薄，有效增大了磁芯窗口面积的利用系数。
⑵通过开关的通断，可以实现llc谐振腔激磁电感的调节：重载时激磁电感较小，因此k值较小，变压器获得较大的增益调节范围，轻载时激磁电感增大，k值增大，可减小llc谐振腔环流，降低损耗，提高轻载效率，这正是llc谐振式充电电源所需要的特性。
⑶通过调节两个带气隙的交流电感值可以改变变压器激磁电感参数，不需对变压器主体进行修改，也不会对变压器其他参数(如变压器初级漏感)造成影响。
附图说明
图1是本发明的结构图；
图2是本发明的变压器功率磁芯中的磁通图；
图3是本发明主变压器在半桥llc谐振变换器中应用的电路原理图；
图4是本发明的变压器在开关5闭合时llc谐振腔的等效电路图；
图5是本发明的变压器在开关5断开时llc谐振腔的等效电路图；
图6是本发明的变压器绕组空间结构分布图；
图7是本发明中带气隙的交流电感的绕组空间结构分布图。
具体实施方式
如图1所示，本发明一实施例由一个不含气隙的功率磁芯及其上面的三个绕组构成变压器的主体，由两个带气隙的交流电感作为变压器主体的交流负载，其中两个带气隙的交流电感是单个接入还是同时接入由开关5控制，重载时两个交流电感同时接入，轻载时开关5断开，只有一个交流电感接入。
如图2所示是变压器主体功率磁芯内部磁通的示意图，功率磁芯上有3个绕组，初级在左边，次级和辅助次级绕组在右边。初级电流ip和次级电流is分别在磁芯中建立的磁通
如图3所示，是本发明主变压器在半桥llc谐振变换器中应用的电路原理图，其在全桥llc谐振变换电路中同样适用。
图4所示，是开关5闭合时(重载情况下)谐振腔的等效电路，图5所示，是开关5断开时(轻载情况下)谐振腔的等效电路。
图6所示是变压器主体的绕组空间结构示意图，其中初级绕组和次级绕组分别绕组两个线槽中，因此两个绕组存在一定的漏磁通，利用该漏磁通可以实现将llc谐振腔工作时所需的谐振电感集成到变压器的内部，不需再外加谐振电感；辅助次级绕组和变压器的初级绕组绕在同一个线槽中，实现比较紧密的耦合，提高公式(6)和公式(7)的准确度。
图7所示是带气隙的交流电感的绕组结构图，气隙和绕组的间隔较大，可以忽略气隙边缘效应造成的影响，由于电感是个无源器件，损耗只有轻微的铜损和铁损，整个变压器的效率很高。