本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种频率快速可调式变频器及控制方法。
背景技术：
对于专用设备机电试验来讲，需要经常进行升速/降速试验，并且在升速过程中一旦发现专用设备运行异常就需要将中频变频器的输出频率迅速降低，从而避免损坏专用设备，这也就要求为其供电的中频变频器要能够满足专用设备进行机电试验的标准。因此，一台高可靠性和高响应速度的中频变频器对于专用设备机电实验尤为重要。
以往具备升频/降频/跳频功能的中频变频器，采用51系列单片机作为控制核心，控制输出三相相位相同，占空比为150°，上下管互差180°的方波，输出的方波必须经过硬件线路板，才可将三相相位相同的方波变为三相相位互差120°的方波，从而保证中频变频器输出电压的相位互差120°。同时，还要保证输出电压随着输出频率的上升而增加。另一方面，由于通过拨码盘设定输出频率和升频/降频速率，因此，需要额外的接口电路与51单片机进行连接。经过长时间的使用，出现过多次拨码盘老化或接口电路氧化导致中频变频器无法使输出频率改变的现象，这无疑增加了维修难度。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种频率快速可调式变频器。
本发明的另一个目的是，提供一种频率快速可调式变频器的控制方法。
本发明是通过以下技术方案实现的：
一种频率快速可调式变频器，包括可控硅整流桥，三相逆变桥，分别用以采集负载电流信号和电压信号的电流检测电路和电压检测电路，与所述的电流检测电路和检测电路输出连接的控制板，与所述的控制板通讯连接的整流器相控板，所述的整流器相控板与所述的可控硅整流桥可控连接，用以驱动所述的三相逆变桥的pwm驱动模块与所述的控制板通讯连接。
在上述技术方案中，所述的控制板为dsp控制器。
在上述技术方案中，所述的pwm驱动模块和控制板间设置有pwm波电平转换电路以进行电平升高转换。
在上述技术方案中，所述的pwm波电平转换电路包括输入端经电阻r2与控制板输出端口相连的第一与非门(12)，输入端与所述的第一与非门输出连接的第二与非门(13)，所述的第二与非门的输出端经电阻r4接pwm驱动模块，其中，控制板输出端口经电阻r1接地，第一与非门正极接5v电压负极接地，第一与非门的输出端经电阻r3后与15v电源连接，第二与非门的正极接15v电压，负极接地，第二与非门的输出经电容c1与地连接。
在上述技术方案中，所述的电流检测电路包括正极与采样电流连接的第一运算放大器(14)，所述的第一运算放大器的输出经电阻r2后输出至控制板，所述的第一运算放大器(14)的负极输入端与输出端相连，所述的第一运算放大器的正极输入端经电阻r1与地连接，所述的控制板的对应输入端经嵌位电阻r3与3v电源接通。
在上述技术方案中，所述的电压检测电路包括正极和负极与对应的电压采集端连通的第二运算放大器(15)，正极经电阻r5与所述的第二远算放大器的输出连接的第三运算放大器(16)，所述的第二运算放大器的负极经电阻r4与第二运算放大器的输出端连接，所述的第三运算放大器的负极输入与所述的第三运算放大器的输出连接，所述的第三运算放大器的正极经电阻r6接地。
在上述技术方案中，还包括给定电压电路，其包括两个栅极分别经电阻与控制板的两个输出连接的n型mos管(17)、(18)，n型mos管(17)的漏极与n型mos管(18)的源极连接后与电阻r3和电阻r4并接连接，n型mos管18的漏极与gnd连接，电阻r3的另一端与gnd连接，电阻r4的另一端并接电容后和第四运算放大器(19)的正向输入端连接，电容的另一端均与gnd连接，第四运算放大器(19)的输出端与第五运算放大器(20)的正向输入端连接并与自身的反向输入端连接，第五运算放大器20的反向输入端经电容c3与其输出端连接，第五运算放大器(20)的输出端经电阻r7后输出至整流器相控板。
在上述技术方案中，第四运算放大器的输出端经电阻r5与gnd连接，第五运算放大器(20)的反向输入端经电阻r6与gnd连接。
在上述技术方案中，还包括与所述的控制板通过rs-232接口通讯连接的触摸屏。
在上述技术方案中，在所述的三相逆变桥的输入端串接有制动电阻，与所述的制动器对应地设置有由所述的控制板驱动的制动接触器。
在上述技术方案中，可控硅整流桥的正极输出端上串接有充电电阻，与所述的充电电阻对应设置有由所述的控制板驱动的直流接触器。
一种频率快速可调式变频器的控制方法，周期寄存器内存放与输出频率相关的计算公式，比较寄存器a和以及比较寄存器b内分别存放有与周期寄存器内计算公式的计算结果相关的计算公式，输出频率变化时动态更新epwm模块中周期寄存器的结算结果，比较寄存器a和比较寄存器b的数值根据周期寄存器的变化而变化以生成动态变化的方波控制信号驱动相应的开关管，实现变频器输出频率实时变化，三相输出电压相位始终保持120°的相位差。
在上述技术方案中，还包括利用与当前输出频率相关的给定电压值的计算公式计算出给定电压值并输送至整流器相控板以对应输出控制直流电压的步骤，所述的控制直流电压用以实现输出电压调整。
本发明的优点和有益效果为：
本发明利用电流检测电路和电压检测电路检测负载，实现了状态的实时反馈，而且通过整流器相控板控制可控硅整流桥，实现了输入电压的可控可调，便于后续变频时电压的同步调节，提高了控制性。
附图说明
图1为变频器控制系统结构图；
图2为可控硅整流桥内部结构图；
图3为三相逆变桥内部结构图；
图4为pwm波电平转换电路图；
图5为输出电流采集电路图；
图6为输出电压采集电路图；
图7为给定电压电路图；
图8为控制系统程序流程图。
图中：
1.三相交流电源2.可控硅整流桥
3.三相逆变桥4.负载
5.控制板6.整流器相控板
7.电流检测电路8.电压检测电路
9.pwm驱动模块10.触摸屏
11.直流母线电容12.非门
13.非门14.第一运算放大器
15.第二运算放大器16.第三运算放大器
17.n型mos管18.n型mos管
19.第四运算放大器20.第五运算放大器
对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，可以根据以上附图获得其他的相关附图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合具体实施例进一步说明本发明的技术方案。
实施例一
如图所示，一种频率快速可调式变频器，包括与三相电1连通的可控硅整流桥2，三相逆变桥3，负载4，分别用以采集负载电流信号和电压信号的电流检测电路7和电压检测电路8，与所述的电流检测电路和检测电路输出连接的控制板5，与所述的控制板通讯连接的整流器相控板6，所述的整流器相控板与所述的可控硅整流桥可控连接，用以驱动所述的三相逆变桥的pwm驱动模块9与所述的控制板通讯连接。在可控硅整流桥的输出间设置有直流母线电容11用于稳定直流电压。
利用电流检测电路和电压检测电路检测负载，实现了状态的实时反馈，而且通过整流器相控板控制可控硅整流桥，实现了输入电压的可控可调，便于后续变频时电压的同步调节，提高了控制性。
图1中整流器相控板6选用华维变流数控设备有限公司的相控板，型号为kdq6-pid，该相控板具有自动控制精度高、可带通讯、可双通道热冗余工作，可适用于控制要求高的三相可控硅整流器。
图1中pwm驱动模块9选用塞米控公司的skhi22ah4r模块，该模块集成驱动和保护功能，外围电路简单，无需光电耦合器或变压器隔离，可直接将pwm信号连接到功率模块，便于应用。
具体地，可控硅整流桥2由三个桥臂六个可控硅q1～q6组成，具体连接方式如图2所示：上桥臂的可控硅为q1、q3、q5，下桥臂为可控硅为q2、q4、q6。其中，可控硅q1的发射极与可控硅q2的集电极连接构成一个桥臂，可控硅q3的发射极与可控硅q4的集电极连接构成一个桥臂，可控硅q5的发射极与可控硅q6的集电极连接构成一个桥臂。三相交流电源1的u端与可控硅q1的发射极、可控硅q2的集电极连接，三相交流电源1的v端与可控硅q3的发射极、可控硅q4集电极连接，三相交流电源1的w端与可控硅q5的发射极、可控硅q6集电极连接。可控硅整流桥2的4端与直流母线电容12的正极连接，可控硅整流桥2的5端与直流母线电容12的负极连接。
三相逆变桥3由三个桥臂六个igbtq7～q12组成，具体连接如图3所示：上桥臂的igbt为q7、q9、q11，下桥臂的igbt为q8、q10、q12，其中igbtq7的发射极与igbtq8的集电极连接构成一个桥臂，igbtq9的发射极与igbtq10的集电极连接构成一个桥臂，igbtq11的发射极与igbtq12的集电极连接构成一个桥臂。直流母线电容12的正极与igbtq7、igbtq9、igbtq11的集电极连接，直流母线电容12的负极与igbtq8、igbtq10、igbtq12的发射极连接。负载4的a相与igbtq7的发射极、igbtq8的集电极连接，负载4的b相与igbtq9的发射极、igbtq10的集电极连接，负载4的c相与igbtq11的发射极、igbtq12的集电极连接。
其中，所述的pwm驱动模块和控制板间设置有pwm波电平转换电路以进行电平升高转换。所述的pwm波电平转换电路包括输入端经电阻r2与控制板输出端口相连的第一与非门12，输入端与所述的第一与非门输出连接的第二与非门13，所述的第二与非门的输出端经电阻r4接pwm驱动模块，其中，控制板输出端口经电阻r1接地，第一与非门正极接5v电压负极接地，第一与非门的输出端经电阻r3后与15v电源连接，第二与非门的正极接15v电压，负极接地，第二与非门的输出经电容c1与地连接。
具体地，具体连接关系如下：电阻r1连接pwm的pwminput端口和电阻r2，另一端与gnd连接，电阻r2的另一端与非门12的输入端连接，非门13的输出端与电阻r3和非门13的输入端连接，电阻r3的另一端与vcc15连接，非门13的输出端与电容c1和电阻r4连接，电容c1的另一端与gnd连接，电阻r4的另一端与输出端口pwmoutput连接。经过该电路后，+3.3v的pwm波转换为+15v的pwm波并输出至整流器相控板。
所述的电流检测电路包括正极与采样电流连接的第一运算放大器14，所述的第一运算放大器的输出经电阻r2后输出至控制板，所述的第一运算放大器的负极输入端与输出端相连，所述的第一运算放大器的正极输入端经电阻r1与地连接，所述的控制板的对应输入端经嵌位电阻r3与3v电源接通。
所述的电压检测电路包括正极和负极与对应的电压采集端连通的第二运算放大器15，正极经电阻r5与所述的第二远算放大器的输出连接的第三运算放大器16，所述的第二运算放大器的负极经电阻r4与第二运算放大器的输出端连接，所述的第三运算放大器的负极输入与所述的第三运算放大器的输出连接，所述的第三运算放大器的正极经电阻r6接地。
图5为输出电流采集电路图，具体连接关系如下：电阻r1连接反馈电流currentinput端口和运算放大器14的正向输入端，电阻r1的另一端连接gnd，运算放大器14的输出端与自身的负向输入端和电阻r2连接，电阻r2的另一端与电阻r3和currentoutput端口，电阻r3的另一端与vcc3连接。
图6为输出电压采集电路图，具体连接关系如下：电阻r1连接反馈电压voltageinput1端口，另一端与运算放大器15的负向输入端、电阻r4以及电容c2连接，电阻r2连接反馈电压voltageinput2端口，另一端与运算放大器15的正向输入端、电阻r3以及电容c1连接，电容c1和电阻r3的另一端与gnd连接，电容c2和电阻r4的另一端与运算放大器15的输出端和电阻r5连接，电阻r5的另一端与电阻r6和运算放大器16的正向输入端连接，电阻r5的另一端与vcc3连接，运算放大器16的输出端与自身的负向输入端和电阻r7连接，电阻r7的另一端与voltageoutput端口连接。
其中，还包括与所述的控制板通讯连接的触摸屏。触摸屏10主要用于显示变频器的输出电压、输出电流、设定输出频率、升频/降频速率、实现跳频功能。
图1中触摸屏11选用北京昆仑通态公司的7寸触摸屏，型号为tpc7062k，该触摸屏由+24v直流电源供电，采用rs-232方式与28335dsp通讯，集成了液晶显示屏、触摸面板、控制和数据存储单元。软件分为运行环境画面组态软件和触摸屏数据通讯协议，两者采用mcgs嵌入版组态软件及其脚本驱动开发工具进行编写。28335dsp通过rs-232接口与触摸屏进行通讯，通讯协议采用modubs协议。输出频率设定、升频/降频速率、跳频使能由触摸屏向28335dsp发送数据。通过28335dsp和触摸屏组合的方式，构成了变频器的控制核心部分，输出频率和速率的设定由触摸屏完成，算法的实现以及对变频器的控制则由28335dsp完成。
实施例二
其中，还包括给定电压电路，其用于实现控制板和整流器相控板的控制连接，其包括两个栅极分别经电阻与控制板的两个输出连接的n型mos管，n型mos管17的漏极与n型mos管18的源极、电阻r3和电阻r4连接，n型mos管18的漏极与gnd连接，电阻r3的另一端与gnd连接，电阻r4的另一端与电容c1、电容c2和第四运算放大器19的正向输入端连接，电容c1和电容c2的另一端均与gnd连接，运算放大器19的输出端与电阻r5、自身的反向输入端、第五运算放大器20的正向输入端连接，电阻r5的另一端与gnd连接，第五运算放大器20的反向输入端与电阻r6和电容c3连接，电阻r6的另一端与gnd连接，电容c3的另一端与第五运算放大器20的输出端和电阻r7连接，电阻r7另一端连接voltageoutput端口，所述的voltageoutput端口连接至整流器相控板。
实施例三
在所述的三相逆变桥的输入端串接有制动电阻，与所述的制动器对应地设置有由所述的控制板驱动的制动接触器。电机控制系统上电运行时，开始充电，交流电经整流桥变成直流电，由于刚上电，电容电压为0，为防止充电时过流，因此充电时充电电阻串接在充电回路里。正常情况下，充电电阻已经串接在充电路里，无需信号控制接通，当电容电压达到设定值时，充电完毕后，控制器发出信号闭合直流接触器，将充电电阻短接。
可控硅整流桥的正极输出端上串接有充电电阻，与所述的充电电阻对应设置有由所述的控制板驱动的直流接触器。制动接触器的上端与三相逆变桥的1端连接，下端与制动电阻连接，所述的制动电阻的下端与三相逆变桥的2端连接。所述的主动接触器受控制板或保护信号电路的输出连接以实现其控制。其中，所述的制动接触器包括对应串接在制动电阻回路上的常开式触点以及对应的线圈，所述的线圈由主电路保护电路驱动以实现通断。
增加了制动电阻和制动接触器，可以将故障发生后直流电容，即母线电容11剩余的电压通过制动电阻消耗，同时也防止电机反电势反灌造成直流过压，进一步保障了主电路器件的安全。
实施例四
本发明的频率快速可调式变频器的控制方法，为周期寄存器内存放与输出频率相关的计算公式，比较寄存器a和以及比较寄存器b内分别存放有与周期寄存器内计算公式的计算结果相关的计算公式，输出频率变化时动态更新epwm模块中周期寄存器的结算结果，比较寄存器a和比较寄存器b的数值根据周期寄存器的变化而变化以生成动态变化的方波控制信号驱动相应的开关管，实现变频器输出频率实时变化，三相输出电压相位始终保持120°的相位差。
本发明利用28335dsp进行软件编程，实现了该控制算法。在该控制算法下，变频器的输出频率可自由设定，变频器的输出频率可通过升频/降频或跳频达到设定的频率。变频器输出频率改变时，三相电压保持120°的相位差，三相电压平衡稳定，带负载能力稳定。
其中：还包括利用与当前输出频率相关的给定电压值的计算公式计算出给定电压值并输送至整流器相控板以对应输出控制直流电压的步骤，所述的控制直流电压用以实现输出电压调整。
输出电压随着输出频率的改变而改变，输出电压由整流器控制输出的直流电压决定，而直流电压的大小受到28335dsp控制板给定电压值的控制，给定电压值大小由epwm模块输出pwm波的占空比决定，计算出的给定电压值存放到epwm模块的比较寄存器a和比较寄存器b中，而对应的给定电压值计算公式存放在周期寄存器中。
具体地说，输出频率变化时动态更新epwm模块中周期寄存器的数值，比较寄存器a和比较寄存器b的数值必须根据周期寄存器的变化而变化，从而使三相输出电压的相位互差120°，同一桥臂的上管和下管互差180°，每个开关管导通150°。根据更新后的周期寄存器和比较寄存器的数值，便可生成动态变化的方波控制信号驱动相应的开关管，实现变频器输出频率实时变化，三相输出电压相位始终保持120°的相位差。6个开关管共有6种不同的状态，每个状态的占空比均为150°。便可实现升频/降频过程中，输出频率按照相对应频率段的最小频率分辨率为单位进行升频/降频。另一方面，输出电压随着输出频率的改变而改变，输出电压由整流器相控器控制输出的直流电压决定，而直流电压的大小受到28335dsp控制板给定电压值的控制，给定电压值大小由epwm模块输出pwm波的占空比决定，计算出的给定电压值存放到epwm模块的比较寄存器a和比较寄存器b中并对应输出。
频率动态调整算法通过28335dsp软件实现，调节变频器输出频率和三相输出电压的相位差，该算法定时器中断服务程序中实时计算得到。周期寄存器和开关管对应比较寄存器的计算公式如表1所示。电压给定电压值大小和输出电压的关系如表2所示，其中，电压给定电压值与输出电压为线性关系。电压给定电压值计算公式如表3所示。
表1
表2
表3
因为负载，如某专用设备规定了在三种不同频率下(频率分别为工频频率、f3/3和f3)的电压要求，按照这三种不同的电压要求，通过两个公式cmpa＝9037.8-(2.784×f)和cmpb＝8450.9-(1.646×f)生成两个不同的线性曲线，实现了频率和电压的对应关系。
其中，t1cmpa＝(t×2×30)/360和t1cmpb＝t计算三相逆变桥中q7和q8的前半周期比较寄存器的数值，t2cmpa＝t-[(t×2×60)/360]和t2cmpb＝0计算三相逆变桥中q7和q8后半周期比较寄存器的数值。t3cmpa＝(t×2×60)/360和t3cmpb＝(t×2×150)/360计算三相逆变桥中q9和q10的前半周期比较寄存器的数值，t4cmpa＝(t×2×30)/360和t4cmpb＝(t×2×120)/360计算三相逆变桥中q9和q10后半周期比较寄存器的数值。t5cmpa＝(t×2×90)/360和t5cmpb＝(t×2×60)/360计算三相逆变桥中q11和q12的前半周期比较寄存器的数值，t6cmpa＝(t×2×120)/360和t6cmpb＝(t×2×90)/360计算三相逆变桥中q11和q12后半周期比较寄存器的数值。t为dsp中pwm模块的周期。
图8为控制系统软件流程图，该程序使用c语言编写，并且在28335dsp控制板5中具体实现。频率动态调整算法在定时器中断子程序中实现。具体实施方式如下：
主程序具体实施方式如下：
(ⅰ)开始
程序开始，从主程序入口，s1；
(ⅱ)初始化
进行28335dsp的初始化，完成28335dsp外设时钟设置、输入/输出口配置以及中断向量表的初始化工作，s2；
(ⅲ)配置寄存器
配置epwm模块、ad采集模块、sci模块以及中断寄存器，并使能相关中断功能，s3；
(ⅳ)初始化默认参数
初始化定时器、默认起动频率参数、rs-232通讯参数等，s4；
(ⅴ)循环等待
进入主循环，等待中断发生，s5；
(ⅵ)执行中断程序并返回
执行中断子程序，完成后返回主程序，循环等待，s6。
定时器中断子程序具体实施方式如下：
(ⅰ)中断开始
发生定时中断，进入定时器中断程序，s7；
(ⅱ)是否改变输出频率
根据触摸屏发送的数据判断是否需要改变变频器的输出频率，如需要改变变频器的输出频率，则进入pwm占空比、相位差的计算程序，否则退出定时器中断子程序，s8；
(ⅲ)改变周期寄存器数值
根据实时变化的输出频率数值和公式t＝x/(f×2)，并将计算出的数值放入周期寄存器中。式中，x为28335dsp的时钟频率，f为变化的输出频率，s9；
(ⅳ)计算比较寄存器的数值
根据公式t1cmpa＝(t×2×30)/360和t1cmpb＝t计算三相逆变桥中q7和q8的前半周期比较寄存器的数值，根据公式t2cmpa＝t-[(t×2×60)/360]和t2cmpb＝0计算三相逆变桥中q7和q8后半周期比较寄存器的数值。根据公式t3cmpa＝(t×2×60)/360和t3cmpb＝(t×2×150)/360计算三相逆变桥中q9和q10的前半周期比较寄存器的数值，根据公式t4cmpa＝(t×2×30)/360和t4cmpb＝(t×2×120)/360计算三相逆变桥中q9和q10后半周期比较寄存器的数值。根据公式t5cmpa＝(t×2×90)/360和t5cmpb＝(t×2×60)/360计算三相逆变桥中q11和q12的前半周期比较寄存器的数值，根据公式t6cmpa＝(t×2×120)/360和t6cmpb＝(t×2×90)/360计算三相逆变桥中q11和q12后半周期比较寄存器的数值。式中，t为周期寄存器的数值，s10；
(ⅴ)计算给定电压值
根据公式cmpa＝9037.8-(2.784×f)和cmpb＝8450.9-(1.646×f)计算出的数值存入比较寄存器中，用于生成根据频率变化而变化的直流电压，式中，f为变化的输出频率，s11；
(ⅵ)中断完成返回主程序
完成周期寄存器和比较寄存器的计算，中断完成并返回主程序，s12。
以上对本发明做了示例性的描述，应该说明的是，在不脱离本发明的核心的情况下，任何简单的变形、修改或者其他本领域技术人员能够不花费创造性劳动的等同替换均落入本发明的保护范围。