本发明涉及一种双整流交错式全桥单级功率因素校正(pfc)电源电路及控制方法。
背景技术：
电器设备连接于交流电网的ac-dc电源，需满足iec61000-3-2的对电流谐波的强制要求。如图1所示，针对不同的设备和应用，iec61000-3-2提出了不同的电流谐波的限制标准，classa标准是针对一般的电源设备classc是针对照明类设备。
当前的开关式稳压电源技术，从中功率到大功率，pfc(powerfactorcorrection功率因素校正)的实现，主要使用交错式pfc电路(interleaveboost电路)方案来应对，而为适合中，大功率的输出，dc-dc电路也会选用全桥式(fullbridge)电路。
如图2所示，传统的含交错式功率校正电路的全桥开关式稳压电源，由ac-dc整流电路，boost功率因素校正电路和dc-dc转换器组成。
如图3所示，交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路各自独立工作，分别由pwm(pulse-widthmodulation脉冲宽度调制)控制电路控制。交错式boost升压电路的原理是：第一boost开关原件q1，电感l1，二极管d2，电容c1电容c2构成一路boost电路，第二boost开关元件q2，电感l2，二极管d3，电容c1和电容c2构成另一路boost电路。1、q1导通，电感l1被ac输入到c2的电压励磁储能。2、q1截止，l1上的感生电压和ac输入到c2上的电压叠加，对c1充电。如此，c1上的电压大于ac输入电压，完成boost是升压拓扑。3、q2导通，电感l2被ac输入到c2的电压励磁储能。4、q2截止，l2上的感生电压和ac输入到c2上的电压叠加，对c1充电。q1，q2驱动的两路boost电路交错运行，即当q1导通时，q2截止，而当q1截止时，q2才能导通，如此，两路boost可以提升boost电路的功率，又由于两组boost电流在时序上交错充放电，减小了boost输出电压(c1上)的纹波电压。q1，q2的占空比由pfc反馈pwm控制电路控制，以达到c2上稳定的电压输出(一般为380vdc)。
上述传统的电路方式中，能实现很高的功率因数，能够满足iec61000-3-2的要求，但会产生以下的问题：
1、需要复杂的pwm控制回路以提高功率因数；
2、需要供电电路给pfcpwm控制回路；
3、需要使用独立的boost开关元件(如晶体管和整流元件)以及电流取样电阻r1；
4、需要基板空间，电路设计困难；
5、元件多，成本高；
6、开关元件q1和q2工作在硬开关模式，损耗大，emi噪音差。
技术实现要素：
本发明提供一种双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路及控制方法，节省元件和安装空间，是一种小型化、低成本、高效率、低损耗的功率因数矫正且抑制电流谐波的电源电路。
为了达到上述目的，本发明提供一种一种双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路，包含：第一输入整流电路，第二输入整流电路，储能电容，boost电容，交错式boost转换电路和全桥dc-dc转换电路；
第一输入整流电路对输入电压进行整流后与储能电容形成对储能电容充电的第一输入整流回路，第二输入整流电路对输入电压进行整流后与boost电容形成对boost电容充电的第二输入整流回路；储能电容与boost电容的一端与第一输入整流电路的整流输出同端相连接；
所述的全桥dc-dc转换电路包含：
第一桥臂，其包含第一开关元件和第二开关元件；
第二桥臂，其包含第三开关元件和第四开关元件；
主变压器，其包含初级线圈和次级线圈，初级线圈由第一桥臂和第二桥臂驱动，次级线圈通过次级整流滤波电路提供输出给负载；
dc-dc反馈驱动控制电路，其驱动所述的第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件，该dc-dc反馈驱动控制电路对全桥dc-dc转换电路的输出进行反馈，并自动控制输出的斩波信号，用于驱动控制开关元件的导通和截止，调节全桥dc-dc转换电路的输出电压，电流或功率；
所述的交错式boost转换电路包含：
boost电容和boost电路；所述的boost电路包含第一电感、第二电感、第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件；
当第一开关元件导通时，第一电感、boost电容、第一开关元件形成第一boost回路，由boost电容对第一电感充电；当第一开关元件截止时，第一电感、boost电容、第二开关元件和储能电容形成第二boost回路，由第一电感上的电压与boost电容上的电压叠加后，经过第二开关元件对储能电容充电；
当第三开关元件导通时，第二电感、boost电容、第三开关元件形成第三boost回路，由boost电容对第二电感充电；当第三开关元件截止时，第二电感、boost电容、第四开关元件和储能电容形成第四boost回路，由第二电感上的电压与boost电容上的电压叠加后，经过第四开关元件对储能电容充电；
当第一开关元件、第四开关元件导通时，储能电容、主变压器的初级线圈、第一开关元件和第四开关元件形成dc-dc第一回路；当第二开关元件、第三开关元件导通时，储能电容、主变压器的初级线圈、第二开关元件和第三开关元件形成dc-dc第二回路；
第一开关元件与第三开关元件交错导通。
所述的第一电感和第二电感工作在不连续电流模式；
在所述的第一电感或第二电感电流归零后，利用包含储能电容、boost电容、第一电感或第二电感和导通的第二开关元件或第四开关元件的谐振回路产生谐振电流，并在第二开关元件或第四开关元件关断时，使谐振电流换向对第一开关元件或第三开关元件的寄生电容放电形成零电压，使第一开关元件或第三开关元件工作在零电压开通模式。
所述第一输入整流电路和第二输入整流电路包含至少一个整流器件，所述的整流器件为二极管或开关器件；当所述整流器件为开关器件时，所述的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路还包含交流相位监控及整流控制电路，所述的交流相位监控及整流控制电路对所述的第一输入整流电路和所述的第二输入整流电路输入的交流电流的相位进行监控，以控制所述开关器件的导通和关断。
在一个实施例中，所述的boost电容包含第一boost电容和第二boost电容，所述的第一boost电容连接第一电感，所述的第二boost电容连接第二电感；所述的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路还包含第三输入整流电路，该第三输入整流电路对输入电压进行整流后与第二boost电容形成对第二boost电容充电的第三输入整流回路，而第二输入整流电路对输入电压进行整流后与第一boost电容形成对第一boost电容充电的第二输入整流回路。
所述的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路还包含串联在第一输入整流回路中的限流阻抗电路，用以抑制电源启动时输入的瞬间浪涌电流；该限流阻抗电路并不属于第二输入整流回路或第一boost回路或第二boost回路。
本发明还提供一种双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路的pfwm控制方法，包含以下步骤：
对全桥dc-dc转换电路输出的电压参数、电流参数和功率参数进行监视，并通过自动反馈控制方法对全桥dc-dc转换电路的输出参数进行运算得到驱动开关元件信号的pfm的工作频率；
预设工作占空比；
将所述的工作频率和预设的工作占空比组合，形成至少一对互补的pfwm驱动信号来驱动开关元件的导通和截止，以频率控制全桥dc-dc转换电路的输出，以占空比控制交错式boost升压电路的输出。
本发明还提供一种双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路的pfwm控制方法，包含以下步骤：
对boost转换电路的输出电压参数进行监视，通过自动反馈控制方法对输出电压参数进行运算得到驱动开关元件信号的pfm的工作频率；
对全桥dc-dc转换电路输出的电压参数、电流参数和功率参数进行监视，并通过自动反馈控制方法对全桥dc-dc转换电路的输出参数进行运算得到驱动开关元件信号pwm的占空比；
预设工作占空比；
将所述的工作频率和预设的工作占空比组合，形成至少一对互补的pfwm驱动信号来驱动开关元件的导通和截止，以占空比控制全桥dc-dc转换电路的输出，以频率控制交错式boost升压电路的输出。
对boost转换电路的输入瞬时电压参数和boost输出电压参数进行监视，并对输入瞬时电压参数和boost输出电压参数运算得到防止boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比；
对互补的pfwm驱动信号进行工作占空比的限制，即选取预设占空比和最大占空比之间的最小值作为工作占空比，确保boost电感的磁复位。
对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬时，设定最大工作频率。
对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬间，强制最大占空比或同时设定最小工作频率。
本发明含交错式boost升压电路，具备优良的主动功率因数校正特性。由于交错式boost升压电路借用了全桥dc-dc转换电路中两个开关元件，交错地驱动两个boost电感，省去了传统交错式boostpfc电路中的两个功率开关元件，两个boost整流元件，和boostpwm控制器，从而减少了成本和体积，降低了元件损耗，并且可以借助交错式boost升压电路在不连续模式(discontinuouscurrentmode：dcm)下的谐振电流，优化全桥dc-dc转换电路的开关元件进入零电压(zvs)软开关模式，进一步减少了开关元件的开关损耗；合理安排输入浪涌抑制电路的连接位置，能够使输入浪涌抑制电路正常工作零损耗，可以极大地提高电源的效率，降低电源的温度，节约能源。从而获得高效率，高性能，低成本，小型化的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路。
附图说明
图1是表示iec61000-3-2的交流输入谐波要求。
图2是传统的含交错式功率校正电路的全桥开关式稳压电源的电路框图。
图3是图2的具体电路图。
图4是本发明提供的一种双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路的电路图。
图5和图6是本发明的第一实施例的输入双整流回路图。
图7是本发明的第一实施例中工作状态1的l1和t1电流回路图。
图8是本发明的第一实施例中工作状态1的l2和t1电流回路图。
图9是本发明的第一实施例中工作状态2的l1和t1电流回路图。
图10是本发明的第一实施例中工作状态2的l2和t1电流回路图。
图11是本发明的第一实施例中工作状态3的l1和t1电流回路图。
图12是本发明的第一实施例中工作状态3的l2和t1电流回路图。
图13是本发明的第一实施例中工作状态4的l1和t1电流回路图。
图14是本发明的第一实施例中工作状态4的l2和t1电流回路图。
图15是本发明的第一实施例的工作波形图。
图16是本发明的第一实施例中控制模式一的图。
图17是本发明的第一实施例中控制模式二的图。
图18是本发明的第二实施例的电路图。
图19是本发明的第二实施例中工作状态3-1的l1电流回路图。
图20是本发明的第二实施例中工作状态3-2的l1电流回路图。
图21是本发明的第二实施例的波形图一。
图22是本发明的第二实施例的波形图二。
图23是本发明的第二实施例的波形图三。
图24是本发明的第二实施例的控制模式一的图。
图25是本发明的第二实施例的控制模式二的图。
图26是本发明的第三实施例的电路图。
图27是本发明的第四实施例的电路图。
图28是本发明的第五实施例的电路图。
图29是图28的波形图。
图30本发明的第六实施例的电路图。
图31是不含功率因数校正的开关电源装置的输入电流波形与本发明功率因数校正的输入电流波形比较图。
符号说明
q1--第一boost开关元件，传统boost电路使用；
q2--第二boost开关元件，传统boost电路使用；
q3--第一开关元件，全桥电路中使用；
q4--第二开关元件，全桥电路中使用；
q5--第三开关元件，全桥电路中使用；
q6--第四开关元件，全桥电路中使用；
d1--第一整流元件，采用二极管或其它快速整流元件；
d2--第二整流元件，采用boost二极管或其它整流元件；
d3--第三整流元件，采用boost二极管或其它整流元件；
d4--第四整流元件，采用boost输入整流二极管或其它整流元件；
d5--第五整流元件，采用boost输入整流二极管或其它整流元件；
d6--第六整流元件，采用boost输入整流二极管或其它整流元件；
d7--第七整流元件，采用boost输入整流二极管或其它整流元件；
c1--第一电容，储能电容；
c2--第二电容，boost电容；
c3--第三电容，boost电容；
t1--dc-dc主变压器；
np--初级线圈；
ns1--第一次级线圈；
ns2--第二次级线圈；
l1--第一电感，boost电感；
l2--第二电感，boost电感；
rth1--第一阻抗，采用输入浪涌电流抑制元件或电路；
ds1--输出第一整流器件；
ds2--输出第二整流器件；
cs1--输出第一平滑电容；
ls1--输出第一平滑电感；
vdc--boost输出电压，第一电容上的电压。
具体实施例
以下根据图4～图31，具体说明本发明的较佳实施例。
如图4所示，本发明提供一种双整流交错式全桥单级pfc电源电路，其包含：
第一输入整流回路，第二输入整流回路，交错式boost转换电路和全桥dc-dc转换电路；
第一输入整流回路包含电路连接的第一输入整流电路和储能电容c1，该第一输入整流电路包含第一整流元件d1；
第二输入整流回路包含电路连接的第二输入整流电路和boost电容c2，该第二输入整流电路包含第一整流元件d1、第四整流元件d4和第五整流元件d5；
所述第一输入整流电路对输入电压进行整流后与储能电容c1形成对储能电容充电的第一输入整流回路，第二输入整流电路对输入电压进行整流后与boost电容c2形成对boost电容充电的第二输入整流回路，储能电容c1与boost电容c2的一端与第一输入整流电路的整流输出同端相连接；所述的全桥dc-dc转换电路包含：
第一桥臂，其包含第一开关元件q3和第二开关元件q4；
第二桥臂，其包含第三开关元件q5和第四开关元件q6；
主变压器t1，其包含初级线圈np和次级线圈ns1和ns2，初级线圈np分别连接第一桥臂和第二桥臂，初级线圈np由第一桥臂和第二桥臂驱动，次级线圈ns1和ns2通过次级整流滤波电路提供输出给负载；
dc-dc反馈驱动控制电路，其电性连接所述的第一开关元件q3、第二开关元件q4、第三开关元件q5和第四开关元件q6，该dc-dc反馈驱动控制电路对全桥dc-dc转换电路的输出进行反馈，并自动控制输出的斩波信号，用于驱动控制开关元件的导通和截止，调节全桥dc-dc转换电路的输出电压，电流或功率；
所述的交错式boost转换电路包含：
boost电容c2和boost电路；所述的boost电路包含第一电感l1、第二电感l2、第一开关元件q3、第二开关元件q4、第三开关元件q5和第四开关元件q6；
当第一开关元件q3导通时，第一电感l1、boost电容c2、第一开关元件q3形成第一boost回路，由boost电容c2对第一电感l1充电；当第一开关元件q3截止时，第一电感l1、boost电容c2、第二开关元件q4和储能电容c1形成第二boost回路，由第一电感l1上的电压与boost电容c2上的电压叠加后，经过第二开关元件q4对储能电容c1充电；
当第三开关元件q5导通时，第二电感l2、boost电容c2、第三开关元件q5形成第三boost回路，由boost电容c2对第二电感l2充电；当第三开关元件q5截止时，第二电感l2、boost电容c2、第四开关元件q6和储能电容c1形成第四boost回路，由第二电感l2上的电压与boost电容c2上的电压叠加后，经过第四开关元件q6对储能电容充电；
当第一开关元件q3、第四开关元件q6导通时，储能电容c1、主变压器t1的初级线圈np、第一开关元件q3和第四开关元件q6形成dc-dc第一回路；当第二开关元件q4、第三开关元件q5导通时，储能电容c1、主变压器t1的初级线圈np、第二开关元件q4和第三开关元件q5形成dc-dc第二回路；
第一开关元件q3与第三开关元件q5交错导通。
所述的次级整流滤波电路对全桥dc-dc转换电路的输出进行全波整流，其包含：
分别连接在主变压器t1的第一次级线圈ns1和第二次级线圈ns2上的输出第一整流器件ds1和输出第二整流器件ds2；
连接在主变压器t1的第一次级线圈ns1和第二次级线圈ns2上的输出第一平滑电感ls1；
以及并联在主变压器t1的第一次级线圈ns1或第二次级线圈ns2上的输出第一平滑电容cs1。
本发明提供一种双整流交错式全桥单级pfc电源电路具备：具有对储能电容c1和boost电容c2的两种输入整流回路，其输出同端相连接，储能电容c1亦作为boost输出电容；具有含第一开关元件q3、第二开关元件q4、第三开关元件q5和第四开关元件q6的全桥式dc-dc转换电路；两个boost电感的一端分别连接到第一桥臂和第二桥臂的中间连接点，另一端与boost电容c2连接，此连接点通过第四整流元件d4和第五整流元件d5连接交流输入电压两极或直流输入负极/正极；具有控制开关元件的闭合(导通)和关断(截止)的dc-dc反馈驱动控制电路；由第一开关元件q3与第三开关元件q5交错驱动两个boost电感，实现boost升压并输出至储能电容c1，同时第一桥臂和第二桥臂驱动变压器，通过主变压器t1实现全桥dc-dc转换输出。
本发明实现交错式boost升压电路的原理是：q3，q5为全桥dc-dc转换电路中互补驱动开关元件的第一开关元件和第三开关元件，同时又是交错式boost升压电路中的主开关元件，其在pwm控制下，不仅完成全桥dc-dc转换电路的功率传输过程中的驱动，同时完成输入功率因数校正的驱动。
具体工作步骤如下：
1、第一开关元件q3和第四开关元件q6导通，第二开关元件q4和第三开关元件q5截止，boost第一电感l1被ac输入到boost电容c2，流经第四整流元件d4和第五整流元件d5的整流电压励磁储能；boost第二电感l2在上一周期储存的能量释放，其感生电压与ac输入到boost电容c2上的电压叠加，流经第四开关元件q6对储能电容c1充电，如此，储能电容c1上的电压大于ac输入电压，完成boost升压；同时第一开关元件q3和第四开关元件q6驱动主变压器t1实现能量传输；
2、第一开关元件q3和第四开关元件q6截止，第二开关元件q4和第三开关元件q5导通，boost第一电感l1上的感生电压与ac输入到boost电容c2上的电压叠加，流经第二开关元件q4对储能电容c1充电；boost第二电感l2被ac输入到boost电容c2，流经第四整流元件d4和第五整流元件d5的整流电压，经过第三开关元件q5励磁储能；同时驱动主变压器t1经第二开关元件q4和第三开关元件q5反向能量传输。
以上第一开关元件q3和第三开关元件q5的占空比由dc-dc反馈驱动控制电路301控制，通过反馈控制占空比以获得稳定的dc-dc电压输出，此dc-dc反馈驱动控制电路301同时又控制pfcboost升压，步调与dc-dc一致。另外，在pwm相同占空比下，储能电容c1上的电压和dc-dc调节占空比成正比关系，故此，dc-dc反馈驱动控制电路301通过反馈，调节占空比来控制dc-dc输出的同时，同方向调整了储能电容c1上的电压，由此加大了反馈的增益，以利于dc-dc输出的纹波抑制。
为了更好地同时控制交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路，可以使用pfwm(pulsefrequencyandwidthmodulation，脉冲频率和宽度调制)的控制方法。
全桥dc-dc输出转换是占空比duty和vdc的函数vout＝f(duty，vdc)，全桥dc-dc的转换公式：vout＝2*vdc*ns/np*duty，其中，vdc是储能电容c1上的电压，也是boost输出电压；ns/np是变压器次级对初级的匝数比。
可见，全桥dc-dc转换电路的输出可以通过pwm的占空比和boost输出电压vdc来调整控制。
boost输出功率pout是工作频率f以及占空比duty的函数pout＝f(f，duty)：
pout＝vin×vdc×duty×(1-duty)/(2×f×l)
其中，pout是boost的平均输出功率；vin是输入交流经整流后的瞬时电压；l是每一路boost的电感l1或l2；。
如此，交错式boost升压电路的输出功率可以在duty被dc-dc决定的条件下，通过工作开关频率f来调整输出。
boost第一电感l1和boost第二电感l2的磁复位的关系是vin*duty＝(vdc-vin)*(1-duty)，可以得出：duty(max)＝(vdc-vin)/vdc，其中，vdc为储能电容c1上的电压，也是boost电路的输出电压；vin为boost电容c2上的电压，其实时反映交流输入的电压；duty为dc-dc的工作占空比。
当vin在正弦波峰附近时，vin接近vdc，如此duty(max)必须很小，才能达到电压时间的平衡，实现磁复位。如果dc-dc的工作duty大于duty(max)，则boost第一电感l1饱和，造成q3损坏。
本发明中dc-dc反馈驱动控制电路301具有两种控制模式，以下为两种控制模式的特征：
pfwm控制模式一：
具有对boost输出电压监视，利用自动反馈控制原理运算出boost电路驱动开关元件信号pfm的频率f，以f来控制boost输出电压；
具有对全桥dc-dc转换电路的输出电压或电流或功率的监视，反馈并运算出dc-dc转换驱动开关元件信号pwm的占空比(duty)，以占空比来控制dc-dc输出。
具有以上获得的频率f和占空比duty组合而成的驱动开关元件的互补驱动信号pfwm，以此信号直接或间接或经修正后来驱动全桥dc-dc电路的开关元件。所谓间接驱动，指可能的延时电路或电压增减幅。
pfwm控制模式二：
具有对全桥dc-dc转换电路的输出电压，或电流或功率监视，并运算出boost电路驱动开关元件信号pfm的频率f；
具有对boost升压电路的参数状态如输入瞬时电压和boost输出电压的监视，通过逻辑或数学运算得出防止boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比duty(max)。
具有电路预设的占空比(duty)，该预设占空比是设计值，一般为50％，考虑各种可靠性因素，可以在设计中优化。实际工作占空比为预设占空比和最大占空比duty(max)的两者最小值。
具有以上获得的频率f和占空比duty组合而成的驱动开关元件的互补驱动信号pfwm，以此信号直接或间接或经修正后来驱动全桥dc-dc电路的开关元件，在预设占空比下，通过调节频率f，来调节boost输出电压，来达到控制输出的目的。
另外，本发明利用交错式boost升压电路的不连续boost电流的谐振，可以实现开关元件的zvs，使交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路全部工作在软开关模式。通过双输入整流的结构，并合理安排输入浪涌抑制电路的连接位置，使输入浪涌抑制电路只工作在电源启动的瞬间，达到电路正常工作零损耗。
第一实施例
本实施例工作在硬开关模式。如图4所示，双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路1a是交错式boost升压电路和全桥dc-dc电源电路的组合电路，其包含ac-dc整流电路，交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路；全桥dc-dc转换电路中的第一开关元件q3、第二开关元件q4、第三开关元件q5和第四开关元件q6分别连接于储能电压(c1电压)的两端，q3，q6和q4，q5互补驱动主变压器t1的初级线圈；两个交错工作的boost电感(第一电感l1和第二电感l2)的一端分别连接到两对桥臂的中间连接点，另一端与第二电容c2(boost电容)连接，此连接点通过boost输入整流二极管d4和d5连接交流输入电压两极或直流输入负极/正极；第二电容c2(boost电容)另一端连接第一电容c1(储能电容)的电压高压端或电压低压端(同端相连)。
双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路包含两部分回路，如图5所示，储能电容c1、boost电容c2和第一整流元件d1的正端相连，第一部分回路是输入双整流回路，其包含：
1、第一输入整流电路包含第一整流元件d1，该第一输入整流电路对ac输入电压进行全波整流，其能量储存在储能电容c1中，当boost升压电路工作后，boost升压电路输出的能量使储能电容c1上的电压大于ac输入电压，ac输入电压不再对储能电容c1充电；当boost升压电路的能量输出不足于使储能电容c1上电压大于ac输入电压，ac输入可以继续对储能电容c1充电；
2、第二输入整流电路包含第一整流元件d1与第四整流元件d4和第五整流元件d5，该第二输入整流电路对boost电容c2进行充电，由于boost电容c2的容量小，boost电容c2上的电压本接近ac输入电压的全波整流后的波形。在主动式pfcboost电路中，boost电容c2的主要作用是滤除高频开关噪音，以减小emi干扰。
储能电容c1、boost电容c2和第一整流电路输出也可以负端相连，如图6所示，其输入双整流回路，其包含：
1、第一输入整流电路包含第一整流元件d1与第四整流元件d4和第五整流元件d5，该输入整流电路对储能电容c1进行充电；
2、第二输入整流电路包含第一整流元件d1，第一整流元件d1对boost电容c2整流充电。
第二部分回路是交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路的二合一部分，其包含：变压器初级侧的储能电容c1，第一开关元件q3、第二开关元件q4、第三开关元件q5和第四开关元件q6，主变压器t1和次级侧的整流元件ds1，ds2，平滑电容cs1以及dc-dc反馈驱动控制电路，构成全桥dc-dc转换电路；第一开关元件q3、第二开关元件q4，第一电感l1和第二电感l2，boost电容c2，以及储能电容c1，构成交错式boost升压电路。
设计第一电感l1和第二电感l2工作在连续电流模式(continuouscurrentmode：ccm)，由此，第一、第三开关元件工作在硬开关模式下。
本实施例中，双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路的工作原理如下：
1、工作状态1：如图7和图8所示，开关元件q3、q6导通，q4、q5截止。
如图7所示，储能电容c1上是储能的电压，也是boost输出电压，boost电容c2上反映的是整流后ac的瞬间电压；当反映ac输入电压变化的boost电容c2上的能量经过开关元件q3流进第一电感l1，回路及方向如虚线箭头所示，boost型升压转换的能量储存在第一电感l1内；同时开关元件q3、q6导通时，储能电容c1上的能量通过开关元件q3经过开关元件q6流进主变压器t1的初级线圈np，回路及方向如实线箭头所示，全桥dc-dc转换电路的能量通过主变压器t1隔离传输到次级线圈ns2，通过输出整流元件ds2和平滑电容cs1输出给负载。软开关技术，就是利用反向导通，把开关元件的寄生电容的电压，放电到零，为下次的导通，创造零电压(zvs)导通的条件。
如图8所示，在上一个状态(工作状态4)，储存在第二电感l2中的能量在开关元件q5截止后瞬间产生感生电压，其与boost电容c2上的电压叠加后，经过下位开关元件q6对储能电容c1充电，完成boost升压转换(虚线)；另一个第二电感l2释放能量的回路是通过开关元件q3以及开关元件q5的体二极管，流过主变压器t1直接释放给负载(实线)；第二电感l2释放能量直到下一次循环，回到工作状态3时，第一电感l1能量没有放完(连续电流模式)。
2、工作状态2：如图9和图10所示，开关元件q3、q6截止，q4、q5保持截止。
开关元件q3截止，停止对主变压器t1的驱动，由平滑电感ls1和平滑电容cs1上的储存能量提供给输出负载。
如图9所示，储存在第一电感l1中的能量在开关元件q3截止后的瞬间产生感生电压，其与boost电容c2上的电压叠加后，经过第二开关元件q4的体二极管对储能电容c1充电，完成boost升压转换(虚线)；主变压器l1释放能量直到进入下一次循环回到工作状态1时，第一电感l1能量没有放完(连续模式)。
如图10所示，储存在第二电感l2中的能量所产生的感生电压与boost电容c2上的电压叠加后，经过第四开关元件q6的体二极管对储能电容c1继续充电，继续boost升压转换(虚线)。
3、工作状态3：如图11和图12所示，开关元件q3、q6维持截止，q4、q5导通。
如图11所示，第一电感l1能量继续释放，与boost电容c2上的电压叠加后，经过第二开关元件q4对储能电容c1继续充电；另一个第一电感l1释放的能量的回路是通过第三开关元件q5和第一开关元件q3，流过变压器t1释放给负载；第一电感l1释放能量直到下一次循环第一开关元件q3导通，回到工作状态1时，第一电感l1能量没有放完(连续电流模式)。
如图12所示，当开关元件q4、q5导通时，储能电容c1上的能量通过第三开关元件q5，经过第二开关元件q4，流进主变压器t1的初级线圈np，回路及方向如实线箭头所示，全桥dc-dc转换电路的能量通过主变压器t1隔离传输到次级线圈ns1，通过输出整流元件ds1和平滑电容cs1输出给负载；而boost电容c2上的能量，经过第三开关元件q5流进第二电感l2，回路及方向如虚线箭头所示，boost型升压转换的能量储存在第二电感l2内。
4、工作状态4：如图13和图14所示，开关元件q3，q6维持截止，q4，q5截止。q4，q5截止，停止对主变压器t1的驱动，由平滑电感ls1和平滑电容cs1上的储存能量提供给输出负载。
如图13所示，第一电感l1的能量与boost电容c1上的电压叠加后，经过第二开关元件q4的体二极管对储能电容c2充电，直到进入下一次循环回到工作状态1时，第一电感l1能量没有放完(连续模式)。
如图14所示，储存在第二电感l2中的能量所产生的感生电压与boost电容c2上的电压叠加后，经过第四开关元件q6的体二极管对储能电容c1继续充电，继续boost升压转换(虚线)。
如此从工作状态1到工作状态4，循环反复，完成了交错式boost升降电路和全桥dc-dc转换电路的隔离能量转换和传输。能量的传输大小，由dc-dc反馈驱动控制电路构成控制。
如图15所示，开关元件q3和q5工作在硬开关模式下。
本发明的交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路公用了开关元件q3和q5，采用目前的pwm/pfm控制方法，无法同时控制两个电路，另外，第一电感l1和第二电感l2的磁复位的关系是vin*duty＝(vdc-vin)*(1-duty)，可以得出：duty(max)＝(vdc-vin)/vdc，当vin在正弦波峰附近时，vin接近vdc，如此duty(max)必须很小，才能达到电压时间的伏秒平衡，实现磁复位。如果全桥dc-dc转换电路的工作duty大于duty(max)，则第一电感l1和第二电感l2饱和，造成开关元件q2损坏。
可以采用以下两种pfwm模式，通过共同的开关元件q3和q5对交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路同时控制，又解决boost电感磁复位的问题：
1、第一种pfwm控制模式：
如图16所示，对boost输出电压监视，利用自动反馈控制原理运算出boost电路驱动开关元件信号pfm的频率f；对输出电压或电流或功率的监视，反馈并运算出dc-dc转换驱动开关元件信号pwm的占空比(duty)。对boost升压电路的参数状态如输入瞬时电压的监视，通过逻辑或数学运算，获进一步检测boost输出电压，得出防止boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比duty(max)，限制pfwm的占空比，实际工作占空比为预设占空比和最大占空比duty(max)的两者最小值。以上获得的频率f和占空比duty组合而成的驱动开关元件的互补驱动信号pfwm，以此信号直接或间接或经修正后来驱动全桥dc-dc转换电路的开关元件，以占空比duty控制全桥dc-dc转换电路的输出，以频率f控制交错式boost升压电路的输出。
2、第二种pfwm控制模式：
如图17所示，对dc-dc输出电压，或电流或功率监视，并运算出驱动开关元件信号pfm的频率f；对交错式boost升压电路的参数状态如输入瞬时电压和boost输出电压的监视，通过逻辑或数学运算得出防止boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比duty(max)；具有电路预设的占空比(duty)；实际工作占空比为预设占空比和最大占空比duty(max)的两者最小值。将以上获得的频率f和占空比duty组合而成的驱动开关元件的互补驱动信号pfwm，以此信号直接或间接或经修正后来驱动全桥dc-dc转换电路的开关元件，对输出反馈，以频率f控制boost输出电压，并预设duty的方式，通过全桥dc-dc转换电路输出。
在本实施例中，交错式boost升压电路通过第一电感l1，第二电感l2和boost电容c2，分别在开关元件q3、q5的导通和截止时间段，根据ac的电压和相位变化，从ac输入中汲取能量，使ac输入电流同步于ac输入电压，以实现功率因数校正的功能。
第二实施例
本实施例工作在软开关模式。如图18所示，第二实施例中的双整流交错式全桥单级pfc电源电路1b与第一实施例中的电源电路1a的区别在于：第一整流元件d1和第四整流元件d4，第五整流元件d5与储能电容c1构成第一输入整流回路，第一整流元件d1与boost电容c2构成第二输入整流回路，储能电容和boost电容与第一输入整流电路的输出正端相连；boost电感设计在不连续电流模式(dcm)下，利用boost电流在归零后的谐振，以及开关元件q4、q6的截止，迫使boost谐振电流换向流过开关元件q3、q5，对开关元件q3、q5的寄生电容放电，使之后的开关元件q3，q5的导通，形成zvs软开关模式。
电感的充电电流波形，取决于激励电压和激励的占空比(ton/t)。当占空比较小的时候，充电电流斜率上升的最大值比较小，激励电压丧失后，电感电流斜率下降，激励电压在电流到零后，再次施加，此为不连续模式(dcm)。当占空比较大的时候，激励电压的施加时，电感电流还没有释放完，表示有能量依然储存在电感内，为电流连续模式(ccm)，当激励电压再次施加时，电流从大于零的电流开始斜率上升。dcm模式下，电流归零后，lc谐振才能开始，电流反向流动，故利用谐振的软开关技术，必须设计l1，l2在dcm模式。ccm模式必然是硬开关。
本实施例中，双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路的工作原理是在第一实施例的工作状态1和工作状态3中，由于不连续电流模式，第一电感l1或第二电感l2的能量释放完，boost电流归零后，储能电容c1上的电压vdc经过导通的下位开关元件q4或q6对第一电感l1和boost电容c2，或第二电感l2和boost电容c2的谐振电路充电，之后开关元件q4或q6的截止，使谐振电流流过开关元件q3，q5的体二极管，并对开关元件q3或q5的寄生电容反向放电，形成零电压。
第一电感l1以及开关元件q3和q4的零电压开关(zvs)过程如下：
1、工作状态3(同第一实施例)：如图11所示，开关元件q3，q6维持截止，q4、q5导通；第一电感l1能量继续释放，与boost电容c2上的电压叠加后，经过开关元件q4对储能电容c1继续充电；第一电感l1释放的能量的回路是通过开关元件q4流过主变压器t1释放给负载。
2、工作状态3-1：如图19所示，开关元件q3，q6维持截止，q4维持导通、q5由导通变截止；第一电感l1的能量释放完，boost电流归零后，储能电容c1上的电压vdc经过导通的开关元件q4，对第一电感l1和boost电容c2的谐振电路充电。
3、工作状态3-2：如图20所示，开关元件q3，q6、q5维持截止，q4截止；开关元件q4的截止，使谐振电流流过开关元件q3的体二极管，并对q3的寄生电容反向放电形成零电压，为之后的开关元件q3零电压导通做准备。
如对boost电感的电流归零检测，控制电流归零与dc-dc开关元件q4的驱动信号截止之间的死区时间，可以有效地控制谐振电流，以优化效率。
4、工作状态1：如图7所示，开关元件q3，q6导通，q4、q5维持截止；反映ac输入电压变化的boost电容c2上的能量经过开关元件q3流进第一电感l1，回路及方向如虚线箭头所示，boost型升压转换的能量储存在第一电感l1内；同时开关元件q3零电压导通时，储能电容c1上的能量通过开关元件q3，经过开关元件q6流进主变压器t1的初级线圈np，回路及方向如实线箭头所示，全桥dc-dc转换电路的能量通过主变压器t1隔离传输到次级线圈ns2，通过输出整流元件ds2和平滑电容cs1输出给负载。
第二电感l2以及开关元件q5和q6的零电压开关(zvs)过程与第一电感l1以及开关元件q3和q4为对称一致。
如图21所示，是本发明第二实施例的工作波形图，开关元件q3和q5工作在软开关zvs模式下。开关元件q4和q6在导通前，其寄生电容，被boost电流反向放电，也为zvs软开关模式。
和第一实施例一样，在高输入电压需要有duty(max)的限制，图22是本发明第二实施例中，在duty(max)的限制模式下的工作波形图。
图23是本发明第二实施例中，在强制占空比工作条件下的工作波形图。为了防止第一电感l1，第二电感l2与boost电容c2的谐振电流反向(进入容性区)，在低输入电压瞬间，需要强制最大占空比工作。
图24和图25分别是本实施例的第一pfwm模式和第二pfwm模式的控制图，和第一实施例一样，duty(max)的限制，保证boost电感的磁复位。
与第一实施例不同的是，最高频率限制fmax是给予boost电感的电流有充分时间归零，防止第一电感l1或第二电感l2进入连续电流模式；强制占空比工作和最低频率限制，即谐振窗口时间的控制，可以防止谐振电流由于谐振时间过长而电流反向(即进入容性区)，这是控制措施第二实施例的软开关工作的基础。
另外，双整流部分与第一实施例的区别是，第一整流元件d1改为对boost电容c2整流充电，第一整流元件d1和第三整流元件d3，第四整流元件d4改为对储能电容c1整流充电。由于对储能电容c1整流充电，只在启动工作，不具有温度、损耗、持续额定电流上的压力，可以选用低成本、低电流、小尺寸的整流元件。合理选用两个整流回路的元件，可以降低成本，改善结构和元件散热。
第三实施例
如图26所示，第三实施例是在第一电容c1(储能电容)的电压负端，和第一整流元件d1之间，串联防止输入浪涌电流的限流阻抗元件rth1，以抑制电源启动时输入的瞬间浪涌电流。此元件rth1不在boost的工作回路中，也不在第二输入整流回路中，所以仅在电源启动时起作用，启动后正常工作时是无损耗的，和传统的boost回路中高损耗的热敏电阻或昂贵的继电器回路相比，提高了效率，降低了温度，又减少了成本。
本实施例的工作原理和第一实施例以及第二实施例一致。
第四实施例
如图27所示，第四实施例中的双整流交错式全桥单级pfc电源电路2b与第三实施例中的双整流交错式全桥单级pfc电源电路1a的区别在于：全桥dc-dc转换电路的输出整流元件改为输出第一整流开关元件ds1和输出第二整流开关元件ds2，通过同步整流驱动控制电路来控制输出第一整流开关元件ds1和输出第二整流开关元件ds2的导通和截止，构成同步整流，以降低损耗。
本实施例的工作原理和第一实施例以及第二实施例一致。
第五实施例
如图28所示，第五实施例中的双整流交错式全桥单级pfc电源电路2c与第三实施例中的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路2a的区别在于：采用第四输入开关元件d4和第五输入开关元件d5代替第四整流元件d4和第五整流元件d5，开关元件包含场效应管，igbt，ganfet，sicfet等。第四输入开关元件d4和第五输入开关元件d5采用低阻抗开关元件，如场效应管，以实现进一步高效，节能的目的。
交错式boost升压电路和全桥dc-dc转换电路的工作原理和第一实施例以及第二实施例一致。双整流部分对储能电容c1充电的工作原理和第一实施例相同。
对boost电容c2整流充电，由输入交流(ac)相位监控整流控制电路对输入ac电压和相位监控，以控制开关元件d4，d5的导通和截止，来实现全波整流对boost电容c2充电。由于在ac正向半波过程中，开关元件d4或d5可设计成持续导通，没有开关损耗，故其效率优于无桥pfc电路。图29为本实施例中对输入相位监控整流后控制开关元件d4，d5的波形例图，控制开关元件d4，d5的死区时间，可以预防输入浪涌电流的被短路，此方法适合于同以上第一～第四的任何一种实施例合并使用。
第六实施例
如图30所示，第六实施例中的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路2d与第三实施例中的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路1d的区别在于：具有两个boost电感(第一电感l1和第二电感l2)分别连接到各自的boost电容(第二boost电容c2和第三boost电容c3)，所述的boost电容包含第一boost电容、第二boost电容，还包含第三输入整流电路，该第三输入整流电路包含第一整流元件d1、第六整流元件d6和第七整流元件d7，第三输入整流电路对输入电压进行整流后与第二boost电容c3形成对第二boost电容充电的第三输入整流回路，第二输入整流电路和第三输入整流电路分别对第一boost电容和第二boost电容充电，第一电感和第二电感分别与第一boost电容和第二boost电容连接。
本实施例的工作原理和第一实施例以及第二实施例一致。
如图31所示，本发明提供的一种双整流交错式全桥单级pfc电源电路可以实现功率因数校正的效果，能设计获得接近输入ac的正弦电流波形，也能设计满足iec61000-3-2的输入谐波的要求。
本发明含交错式boost升压电路，具备优良的主动功率因数校正特性。由于交错式boost升压电路借用了全桥dc-dc转换电路中两个上位开关元件，交错地驱动两个boost电感，省去了传统交错式boostpfc电路中的两个功率开关元件，两个boost整流元件，和pwm控制器，从而减少了成本和体积，降低了元件损耗，并且可以借助交错式boost升压电路在不连续模式下的谐振电流，优化全桥dc-dc转换电路的开关元件进入零电压(zvs)软开关模式，进一步减少了开关元件的开关损耗；合理安排输入浪涌抑制电路的连接位置，能够使输入浪涌抑制电路正常工作零损耗，可以极大地提高电源的效率，降低电源的温度，节约能源。从而获得高效率，高性能，低成本，小型化的双整流交错式全桥单级功率因素校正电源电路。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。例如，上述实施例中，说明了由一个主变压器的开关电源电路，但是也可以适用于具有两个以上的变压器的，相同或不同的全桥开关电源电路。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。