本发明涉及一种飞跨电容开绕组永磁同步电机的逆变器开路混合调制容错控制方法，适用于永磁同步电机高精度伺服控制领域。
背景技术：
近年来，永磁同步电机以其高功率密度、高功率因数等特点得到了人们广泛的关注。但是在永磁同步电机中，由于励磁绕组被永磁体替代，所以它也存在一个较大的缺点，它的永磁体会产生较大的反电势，而且随着电机转速的增大，电机的反电势也会随着增大。这使得永磁同步电机在高速运行时需要较大的直流母线电压。为了解决这一问题，引入了开绕组的拓扑结构。
但对于开绕组拓扑结构来说，其优势不仅在于能够给电机提供较大的功率，而且它的容错性较强，所以适用于航空航天，交通等驱动系统中。在这些驱动系统中，系统的可靠性是非常重要的，然而在现有的容错控制中，都不能保证在容错状态下，永磁同步电机可以产生和故障前一样的输出转矩。而本发明利用飞跨电容结构的特点，实现了永磁同步电机电机在容错状态下还可以保持故障前的转速和转矩。
技术实现要素：
本发明要解决的技术问题是实现永磁同步电机在容错状态下还可以保持故障前的速度和推力。
本发明采用的技术方案包括以下步骤：
s1，检测主逆变器的直流电源电压vdc，辅助逆变器的电容电压vcap，三相电流ia、ib、ic，转子位置角θ，和电机的转速ω；
s2，利用检测到的转子位置角θ对电机的三相电流ia、ib、ic进行park变换，得到d-q坐标系下的定子电流id、iq和电流矢量idq，并计算出电流矢量对于d轴的夹角θi；
s3，通过转速调节器根据给定的转速n*与电机的实际转速n的差值对于q轴的参考电流iq*进行调节；
s4，对iq*与iq作差，差值经过pi调节器得到q轴的参考电压uq，d轴的参考电流id*为0，对id*和id作差，差值经过pi调节器得到d轴的参考电压ud，计算出ud和uq在d-q坐标系下的电压矢量vdq和vdq对于d轴的夹角θu，并利用θ得到ud和uq在α-β坐标系下的电压矢量uα和uβ；
s5，将θu和θi作差得到d-q坐标系下电压矢量与电流矢量的夹角β，利用vdq和β计算出d-q坐标系下的有功电压参考量vmact；
s6，利用给定的电容电压vcap*减去检测到的电容电压vcap，对结果进行pi调节得到电容有功充电电压参考量vcact；
s7，利用vmact、vcact、θi和θ得到α-β坐标系下的有功电压参考量vactα、vactβ、vact及其vact对于α轴的夹角θact；
s8，根据计算出的vα、vβ、vact和θact，利用改进的六步调制计算出主逆变器有效电压矢量所在的扇区s1和其作用时间tn，还有主逆变器输出电压矢量vmi及其在α-β坐标系下的分量vmiα和vmiβ；
s9，根据主逆变器有效电压矢量所在的扇区s1和其作用时间tn选择最佳零矢量及其作用时间，得到主逆变器的开关信号；
s10，将uα和uβ分别对vmiα和vmiβ作差，得到辅助逆变器输出电压矢量在α-β坐标系下的分量vciα和vciβ；
s11，当辅助逆变器的一相开关器件发生故障时，例如a相，将a相绕组直接接在辅助逆变器电容的中点，将辅助逆变器重构为三相四开关的拓扑结构，利用vciα和vciβ得到辅助逆变器的开关信号；
s12，通过主逆变器和辅助逆变器的开关信号分别控制主逆变器和辅助逆变器的开关器件；
s13，重复s1-s12，实现电机的双闭环稳定运行。
进一步，所述步骤s8中所述的改进的六步调制方法如下：
s8.1，根据夹角θact来确定主逆变器的有效电压矢量：
若θact∈[-π/6，π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝1中，选择有效电压矢量v1＝(100)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[π/6，π/2)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝2中，选择有效电压矢量v2＝(110)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[π/2，5π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝3中，选择有效电压矢量v3＝(010)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[5π/6，7π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝4中，选择有效电压矢量v4＝(011)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[7π/6，3π/2)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝5中，选择有效电压矢量v5＝(001)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[3π/2，11π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝6中，选择有效电压矢量v1＝(101)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
s8.2，根据下面的两个公式计算出主逆变器有效电压矢量的作用时间tn和它的幅值vs1：
其中：ts为主逆变器中开关器件的开关周期，θvmi为主逆变器有效电压矢量的夹角；
s8.3，根据主逆变器有效电压矢量的幅值和扇区确定vmiα和vmiβ：
若扇区s1＝1，则vmiα＝vs1，vmiβ＝0；
若扇区s1＝2，则vmiα＝vs1/2，
若扇区s1＝3，则vmiα＝-vs1/2，
若扇区s1＝4，则vmiα＝-vs1，vmiβ＝0；
若扇区s1＝5，则vmiα＝-vs1/2，
若扇区s1＝6，则vmiα＝vs1/2，
所述步骤s9中选择最佳零矢量及其作用时间，得到主逆变器的开关信号的具体过程如下：
s9.1，在主逆变器有效电压矢量中，每个数字都代表一相桥臂的开关信号，例如v1＝(100)，其对应的三相开关信号分别为1、0、0，即表示主逆变器a相上桥臂开关器件导通，b相和c相下桥臂的开关器件导通。
s9.2，若在s1＝1、3、5扇区时，选择的最佳零矢量为v0＝(000)，则对应每相下桥臂的开关器件全部导通；若在s1＝2、4、6扇区时，选择的最佳零矢量为v0＝(111)，则对应每相上桥臂的开关器件全部导通；
s9.3，零矢量的作用时间如下式：
t0＝ts—tn
本发明具有以下有益效果：
1在主逆变器端采用改进的六步调制算法，可以准确的输出系统所需的有功功率，同时相比传统的svpwm，开关损耗为原来的1/3，，电容电压更加稳定，提升了系统的效率；
2当辅助逆变器发生故障时，将拓扑重构为三相四开关结构，可以实现电机在故障下实现和故障前一样的稳定运行。
附图说明
图1为飞跨电容开绕组永磁同步电机系统结构示意图。
图2为本发明容错控制方法的系统框图。
图3为容错状态下重构的拓扑结构如。
图4为容错状态下辅助逆变器的电压矢量图。
图5(a)为容错状态下速度阶跃的转速波形图。
图5(b)为容错状态下对应速度阶跃的三相电流波形图。
图6(a)为容错状态下主逆变器侧的扇区波形。
图6(b)为容错状态下主逆变器侧的开关状态。
图7(a)为容错状态下辅助逆变器侧的扇区波形。
图7(b)为容错状态下辅助逆变器侧的电容电压波形。
图7(c)为容错状态下辅助逆变器侧的相电压与相电流波形相位对比。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
如图1所示，一种飞跨电容开绕组永磁同步电机的逆变器开路混合调制容错控制系统，包括：一个直流电源，一个主逆变器，一个辅助逆变器，一组大电容，一个光电编码器，三个电流传感器，三个继电器，一个直流母线电压传感器，一个电容电压传感器和控制器，控制器为dsp控制器。
如图2所示，本发明的一种飞跨电容开绕组永磁同步电机的逆变器开路容错控制方法，包括以下控制步骤：
s1，利用直流母线电压传感器检测主逆变器的直流电源电压vdc，利用电容电压传感器检测辅助逆变器的电容电压vcap，利用电流传感器检测三相电流ia、ib、ic，利用光电编码器检测转子位置角θ并计算出电机的转速ω；
s2，利用检测到的转子位置角θ对电机的三相电流ia、ib、ic进行park变换，得到d-q坐标系下的定子电流id、iq和电流矢量idq，并计算出电流矢量对于d轴的夹角θi，计算公式为：
s3，通过转速调节器根据给定的转速n*与电机的实际转速n的差值对于q轴的参考电流iq*进行调节；
s4，对iq*与iq作差，差值经过pi调节器得到q轴的参考电压uq，d轴的参考电流id*为0，对id*和id作差，差值经过pi调节器得到d轴的参考电压ud，计算出ud和uq在d-q坐标系下的电压矢量vdq和vdq对于d轴的夹角θu，并利用θ得到ud和uq在α-β坐标系下的电压矢量uα和uβ，计算公式如下：
s5，将θu和θi作差得到d-q坐标系下电压矢量与电流矢量的夹角β，利用vdq和β计算出d-q坐标系下的有功电压参考量vmact，计算公式如下：
s6，利用给定的电容电压vcap*减去检测到的电容电压vcap，对结果进行pi调节得到电容有功充电电压参考量vcact；
s7，利用vmact、vcact、θi和θ得到α-β坐标系下的有功电压参考量vactα、vactβ、vact及其vact对于α轴的夹角θact，计算公式如下：
s8，根据计算出的vα、vβ、vact和θact，利用改进的六步调制计算出主逆变器有效电压矢量所在的扇区s1和其作用时间tn，还有主逆变器输出电压矢量vmi及其在α-β坐标系下的分量vmiα和vmiβ；
进一步，所述步骤s8中所述的改进的六步调制方法如下：
s8.1，根据夹角θact来确定主逆变器的有效电压矢量：
若θact∈[-π/6，π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝1中，选择有效电压矢量v1＝(100)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[π/6，π/2)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝2中，选择有效电压矢量v2＝(110)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[π/2，5π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝3中，选择有效电压矢量v3＝(010)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[5π/6，7π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝4中，选择有效电压矢量v4＝(011)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[7π/6，3π/2)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝5中，选择有效电压矢量v5＝(001)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
若θact∈[3π/2，11π/6)，则有功电压矢量位于主逆变器的扇区s1＝6中，选择有效电压矢量v1＝(101)作为主逆变器输出的有效电压矢量；
s8.2，根据下面的两个公式计算出主逆变器有效电压矢量的作用时间tn和它的幅值vs1：
其中：ts为主逆变器中开关器件的开关周期，θvmi为主逆变器有效电压矢量的夹角；
s8.3，根据主逆变器有效电压矢量的幅值和扇区确定vmiα和vmiβ：
若扇区s1＝1，则vmiα＝vs1，vmiβ＝0；
若扇区s1＝2，则vmiα＝vs1/2，
若扇区s1＝3，则vmiα＝-vs1/2，
若扇区s1＝4，则vmiα＝-vs1，vmiβ＝0；
若扇区s1＝5，则vmiα＝-vs1/2，
若扇区s1＝6，则vmiα＝vs1/2，
s9，根据主逆变器有效电压矢量所在的扇区s1和其作用时间tn选择最佳零矢量及其作用时间，得到主逆变器的开关信号；
所述步骤s9中选择最佳零矢量及其作用时间，得到主逆变器的开关信号的具体过程如下：
s9.1，在主逆变器有效电压矢量中，每个数字都代表一相桥臂的开关信号，例如v1＝(100)，其对应的三相开关信号分别为1、0、0，即表示主逆变器a相上桥臂开关器件导通，b相和c相下桥臂的开关器件导通。
s9.2，若在s1＝1、3、5扇区时，选择的最佳零矢量为v0＝(000)，则对应每相下桥臂的开关器件全部导通；若在s1＝2、4、6扇区时，选择的最佳零矢量为v0＝(111)，则对应每相上桥臂的开关器件全部导通；
s9.3，零矢量的作用时间如下式：
t0＝ts—tn
s10，将uα和uβ分别对vmiα和vmiβ作差，得到辅助逆变器输出电压矢量在α-β坐标系下的分量vciα和vciβ
s11，当辅助逆变器的一相开关器件发生故障时，例如a相，将a相绕组直接接在辅助逆变器电容的中点，将辅助逆变器重构为三相四开关的拓扑结构如图3，重构后的电压矢量图如图4，利用vciα，vciβ和重构后的矢量图计算得到辅助逆变器的开关信号；
s12，通过主逆变器和辅助逆变器的开关信号分别控制主逆变器和辅助逆变器的开关器件；
s13，重复s1-s12，实现电机的双闭环稳定运行。
为了验证飞跨电容开绕组永磁同步电机的逆变器开路容错控制方法，在matlab/simulink中搭建了仿真模型，此仿真模型是在辅助逆变器侧a相开关开路的情况下。
图5(a)为电机启动后速度阶跃波形，在0.4s时，电机由400r/min的转速阶跃为500r/min的速度，可以看出在容错状态下，电机可以稳定运行且电机的转速响应很快，在图5(b)中的三相电流，三相电流正弦，电机的稳态性能较好。
图6为主逆变器侧的仿真波形，图6(a)为主逆变器侧的扇区，图6(b)为主逆变器侧逆变器的一相开关状态，这个开关状态就是由改进的六步调制控制方法得到的，这使得逆变器的开关损耗减少。
图7为辅助逆变器侧的仿真波形，图7(a)为辅助逆变器侧的扇区，这是在容错状态下辅助逆变器重构为三相四开关的拓扑结构的扇区结果，图7(b)为辅助逆变器侧逆变器的电容电压，可以看出电容电压保持稳定，图7(c)为相电压和相电流，为了表达方便，电流值扩大了十倍，可以看出，相电压滞后相电流90°，辅助逆变器输出的全部为无功功率。
综上，本发明的一种飞跨电容开绕组三相永磁同步电机的逆变器开路混合调制容错控制方法，将三相永磁电机绕组首尾两端分别与两个两电平逆变器连接，由电源供电的逆变器称为主逆变器，由电容供电的逆变器称为辅助逆变器。当辅助逆变器的一相开路时，辅助逆变器的拓扑会被重构，主逆变器采用改进的六步调制方法，重构后的辅助逆变器利用剩余的两相有效开关矢量调制。这样主逆变器可以以较少的开关频率提供永磁同步电机所需要的全部有功功率，而辅助逆变器可以提供无功功率作为补偿。同时，在辅助逆变器故障的情况下，可以维持稳定的转速和转矩输出。