本发明的实施方式涉及推定同步电动机的旋转位置的装置，以及具备此装置的空调机及洗衣机。
背景技术：
以往，作为推定同步电动机的旋转位置的方法，例如广泛使用根据向同步电动机的输入电压和电流来计算与同步电动机的速度成比例的感应电压，并基于此感应电压来进行推定的方法。但是，该方法存在的问题是：在同步电动机高速运转的区域能够获得足够的精度，但在感应电压信息变少的极低速运转的区域，无法进行准确的推定。
此外，还提出将用于与驱动频率无关的传感检测的交流信号施加于同步电动机，并根据电压电流的关系来推定旋转位置的方法。但是，在交流信号的频率为载波频率以下的数100hz～数khz左右的情况下，马达的电流脉动频率进入人的可听域，因此，马达的驱动噪声恶化。与此相对，在日本专利第3454212号公报中，提出通过按载波周期的半周期控制各相pwm信号的脉冲宽度来产生与载波频率相同频率的高频电流，一边抑制噪声一边推定旋转位置的方法。
此外，在日本专利第4670045号公报中，提出如下的方法：使用以载波的一个周期为基准将相位各错开120度所得的三种三角波载波来生成三相的pwm信号，由此，等效地产生与专利文献1相同的与载波频率相同频率的高频电流，通过其电流微分来推定旋转位置。
在利用倒相输出中所含的高频成分、载波频率成分的高频电流来推定旋转位置的方法中，与高频电压相应地流动的高频电流对倒相输出的基本波成分的电压形成干扰。但是，由于载波频率相对于同步电动机的旋转速度来说足够高，因此，不会形成对转矩的干扰。此外，该方法在旋转位置推定中无需将电流反馈值附加于低通滤波器等，具有作为控制系统的响应性良好的优点。
但是，从实用化的观点来看，与载波频率对应的高频电流的大小由同步电动机的参数决定，因此，其影响根据所使用的同步电动机而有所不同，无法广泛地应用于各种系统。具体地讲，在凸极性小或者电感大的电动机中，存在载波频率的电流脉动成分小、旋转位置推定的sn比降低的问题。此外，为了以进行高精度的旋转位置推定的目的而增大载波频率的电流脉动成分，需要将频率设定得较低。此情况下，马达的驱动噪声增加。
附图说明
图1为表示第一实施方式中马达驱动控制装置的构成的功能框图。
图2为通过空间矢量表示构成倒相电路的开关元件的打开状态的图。
图3为表示各相的电流变化量与旋转位置的关系的图。
图4为表示旋转位置推定部的构成的功能框图。
图5为表示各相的pwm载波以及脉冲信号与电流检测定时的图。
图6为表示载波生成部的构成的功能框图。
图7为对切换载波频率的状态进行说明的图。
图8为对马达转速与插入电流变化量检测载波频率的上限频率的关系进行说明的图。
图9为表示向基准载波频率16khz插入一次电流变化量检测用载波频率8khz的情况下的三相的pwm信号波形的图。
图10为表示第二实施方式中各相的pwm载波以及脉冲信号与电流检测定时的图。
图11为表示第三实施方式中马达驱动控制装置的构成的功能框图。
图12为表示各相的电流变化量与旋转位置的关系的图。
图13为表示各相的pwm载波以及脉冲信号与电流检测定时的图。
图14为表示第四实施方式中将马达驱动控制装置应用于空气调节器的压缩机马达的情况的图。
图15为表示第五实施方式中将马达驱动控制装置应用于洗涤干燥机的滚筒马达以及/或者压缩机马达的情况的图。
图16为表示洗涤干燥机中所使用的热泵的构成的图。
具体实施方式
实施方式的同步电动机的旋转位置推定装置具备：电流检测部，检测同步电动机的相电流；pwm生成部，以追随上述同步电动机的旋转位置的方式生成三相的pwm信号图案；检测定时信号生成部，基于上述pwm信号的载波，生成检测定时信号；电流变化量检测部，根据上述检测定时信号，求出由上述电流检测部检测出的相电流的变化量；以及旋转位置推定部，基于上述相电流的变化量，推定上述同步电动机的旋转位置。
然后，上述pwm生成部将上述载波的频率切换设定为二种以上，上述电流检测部在设定有上述频率最低的载波的期间检测上述相电流。此外，上述pwm生成部生成三相的pwm信号图案，以便上述电流变化量检测部能够根据在上述载波的一个周期内由上述检测定时信号生成部生成的固定的至少四点检测定时信号、来检测与至少二种电压矢量期间对应的相电流变化量。
(第一实施方式)
以下，参照图1至图9对第一实施方式加以说明。图1为表示马达驱动控制装置的构成的功能框图。直流电源1为对在转子具备永久磁铁的永久磁铁同步马达(以下，仅称为马达)2进行驱动的电力源。直流电源1也可以是将交流电源转换为直流的电源。倒相电路3由六个开关元件、例如n沟道mosfet4u+、4y+、4w+、4u－、4y－、4w－三相桥接而构成，基于由后述的pwm生成部5生成的三相的量的六个开关信号，生成对马达2进行驱动的电压。
电压检测部6检测直流电源1的电压vdc。电流检测部7连接于倒相电路3的负侧电源线与直流电源1的负侧端子之间。电流检测部7一般由使用了分流电阻、霍尔ct等的电流传感器以及信号处理电路构成，对流向马达2的直流电流idc进行检测。
电流变化量检测部8基于由后述的检测定时信号生成部9输入的检测定时信号t1～t6，对直流电流idc进行六次检测，计算出每两次的检测值的差分值来作为变化量diu_v1、div_v3、diw_v5。旋转位置运算部10根据上述变化量diu_v1、div_v3、diw_v5来计算马达2的旋转位置检测值θc。三相电压指令值生成部11根据作为指令值的电压振幅指令值vamp和电压相位指令值
占空生成部12通过三相电压指令值vu、vv、vw除以直流电压vdc来对各相的调制指令du、dv、dw进行运算。pwm生成部5对三相调制指令du、dv、dw与由载波生成部13输入的各相的pwm载波、运载波进行比较来生成各相的pwm信号脉冲。死区时间(deadtime)附加于每一相的脉冲，生成分别输出至三相上下的n沟道mosfet4的开关信号u+、u－、v+、v－、w+、w－。
再者，载波生成部13如后所述地对载波频率进行变更设定。此载波频率的信息被输入至检测定时信号生成部9。
在以上的构成中，除了马达2以及倒相电路3的部分构成旋转位置检测装置14。然后，将倒相电路3与旋转位置检测装置14加起来的部分构成马达驱动控制装置15。
在此，对本实施方式的旋转位置检测方法的原理加以说明。(1)式表示具有凸极性的同步电动机的三相电感。
【公式1】
如(1)式所示，各相的电感lu、lv、lw根据旋转位置θ而变化。通过利用该电感对旋转位置的依存性，在马达的速度为零附近的条件下也能够推定旋转位置。
图2表示通过所谓的空间矢量的方法来表示构成倒相电路的开关元件的打开状态。例如(1，0，0)表示u相上侧的开关元件打开、v相以及w相的上侧开关元件关闭的状态，电压矢量存在v0～v7这八个式样。
在此，将施加电压矢量v1(1，0，0)时的马达的相间电压方程式表示为(2)式。自上而下地示出uv线间电压、vw线间电压、wu线间电压。
【公式2】
其中，vdc为直流电压，eu、ev、ew为各相的感应电压，r为绕线电阻，iu_v1、iv_v1、iw_v1为施加电压矢量v1时的三相电流值。这里，在马达转速为极低速、由绕线电阻产生的电压降和感应电压与直流电压vdc相比非常小的情况下，(2)式中的各相的电流微分值能够使用(3)式而近似为(4)式。
【公式3】
在此，若将电感值l0、l1和直流电压vdc如(5)式所示地设为a，则(4)式能够变形为(6)式。
【公式4】
同样地，电压矢量v3施加中的v相电流微分值div_v3/dt、电压矢量v5施加中的w相电流微分值diw_v5/dt由(7)式表示。使电压矢量v1、v3、v5施加中的u、v、w相的电流微分值与微分时间dt相乘来作为电流变化量，归纳出(8)式。
【公式5】
这三个电流变化量是如图3所示地具有直流偏置量2dt/a，并且以振幅l1dt/(al0)、根据旋转位置2θ以各自的相位差2/3变化的交流信号。这些是交流信号，而其偏置量2dt/a、振幅l1dt/(al0)中包含马达的参数。因此，为了进行不使用参数的简易的旋转位置运算，生成三个信号的差分值的零交信号，基于此来求出推定旋转位置θc。(8)式所示的三相的电流变化量分别交叉的旋转位置如(9)式所示。
【公式6】
div_v3超过diu_v1地与之交叉……30度、-150度
diw_v5超过diu_v1地与之交叉……60度、-120度
diw_v5超过div_v3地与之交叉……90度、-90度…(9)
diu_v1超过diu_v1地与之交叉……120度、-60度
diu_v1超过diw_v5地与之交叉……150度、-30度
div_v3超过diw_v5地与之交叉……-180度、0度
各交叉位置分别表示二种旋转位置θ是因为(8)式的电流变化量以2θ变化。
此外，基于这些交叉位置，能够根据各相的大小关系而分成六个区段(sector)。
【公式7】
div_v3＞diu_v1＞diw_v5……区段1(45度、-135度)
div_v3＞diw_v5＞diu_v1……区段2(75度、-105度)
diw_v5＞div_v3＞diu_v1……区段3(105度、-75度)…(10)
diw_v5＞diu_v1＞div_v3……区段4(135度、-45度)
diu_v1＞diw_v5＞div_v3……区段5(15度、-15度)
diu_v1＞div_v3＞diw_v5……区段6(-165度、15度)
在此，如果将旋转位置的分辨率设为“12”，则上述区段内的旋转位置能够作为将各相电流变化量的交叉角度平均之后的角度而如()内那样地表示。
接着，对决定按区段地选择二种旋转位置的哪一个的算法加以说明。若马达旋转，则在电角度一个周期中，上述区段从1变化至6之后，再次从1变化至6。因此，将至最初的区段1～6为止设为区段的第一周期，接下来的第二周期认为是其他区段。即，如下述所示，将区段数设为“12”并分别为其分配旋转位置。这一点能够通过使用区段从1→6变化之后进行计数的计数器而容易地实现。
【公式8】
div_v3＞diu_v1＞diw_v5……区段1(45度)
div_v3＞diw_v5＞diu_v1……区段2(75度)
diw_v5＞div_v3＞diu_v1……区段3(105度)…(11)
diw_v5＞diu_v1＞div_v3……区段4(135度)
diu_v1＞diw_v5＞div_v3……区段5(15度)
diu_v1＞div_v3＞diw_v5……区段6(-165度)
div_v3＞diu_v1＞diw_v5……区段7(-135度)
div_v3＞diw_v5＞diu_v1……区段8(-105度)
diw_v5＞div_v3＞diu_v1……区段9(-75度)
diw_v5＞diu_v1＞div_v3……区段10(-45度)
diu_v1＞diw_v5＞div_v3……区段11(-15度)
diu_v1＞div_v3＞diw_v5……区段12(15度)
此外，作为另外的实现方法，也可以是使用(9)式所示的各相电流变化量的交叉角度，在电流变化量交叉的情况下将旋转位置更新为交叉角度的方法。
在使用这些方法的情况下，马达旋转前即为在初始旋转位置处上述的计数器开始计数之前，因此需要根据各相的电流变化量来判断哪一个位置准确。例如，在所检测的电流变化量的大小关系为div_v3＞diu_v1＞diw_v5时，对应的区段为1或7，旋转位置为75°或－105°。
为了在马达驱动前的停止状态下判断是上述的哪一个，需要初始位置的识别算法。关于此，通过使用作为以往的公知技术的磁饱和特性的方式来进行判断。关于本公知技术，例如存在下述文献等的方法。
电气学会论文刊物d(产业应用部门刊物)vol.125(2005)，no.3《使用脉冲电压的表面磁铁同步马达的初始旋转位置推定法》，山本修、荒隆裕
通过以上的算法，根据所检测的电流变化量能够推定同步电动机的旋转位置。
图4中示出旋转位置运算部10的构成。比较器21u对所输入的电流变化量diu_v1与div_v3进行比较。比较器21v对所输入的电流变化量div_v3与diw_v5进行比较。比较器21w对所输入的电流变化量diw_v5与diu_v1进行比较。比较器21u～21w的输出信号被输入至2θc运算部22。2θc运算部22根据由比较器21输入的各信号的二进制电平的组合来对基于六个区段的旋转位置2θc进行运算并输出至计数器运算部23。计数器运算部23为如上所述区段数区段从1→6变化之后进行计数的计数器，输出与“12”的区段对应的旋转位置θc。
接着，对由(8)式所示的三种电压矢量施加中的电流变化量的检测方法加以说明。需要分别检测电压矢量v1施加中的u相电流、v3施加中的v相电流、v5施加中的w相电流。在此，本实施方式中，分别使用波形不同的三种用于如图5所示地生成各相的pwm信号的载波。例如u相为三角波载波，v相为反锯齿波载波，w相为锯齿波载波。若使用这些载波来生成pwm信号，则在以u相的三角波载波为基准的情况下，
u相pwm脉冲：以三角波的波谷为基准向两侧产生
v相pwm脉冲：以三角波的波峰为基准向左侧产生
w相pwm脉冲：以三角波的波峰为基准向右侧产生。
然后，如图5所示地赋予六次电流的检测定时信号t1～t6。
·用于根据直流电流idc来检测u相的电流变化量diu_v1的信号t1、t2是以三角波的波谷为基准向其前后错开δt/2的时刻
·用于根据直流电流idc来检测v相的电流变化量div_v3的信号t3、t4是比三角波的波峰提前δt的时刻以及三角波的波峰的时刻
·用于根据直流电流idc来检测w相的电流变化量diw_v5的信号t5、t6是三角波的波峰的时刻以及比三角波的波峰滞后δt的时刻
以上述内容为基准。
此外，实际上，在脉冲产生紧后，由噪声引起的对电流检测值的影响大，因此，有时也将检测定时与上述的基准值错开数μs左右。然后，这些t1～t6的检测定时不根据输入至倒相电路的pwm信号而不同，而是始终固定，即成为固定的六点定时。
在这些固定定时所检测的电流值分别成为矢量v1施加中的u相电流、矢量v3施加中的v相电流、矢量v5施加中的w相电流，因此，需要对各相的脉冲宽度设置如以下这样的一定的限制。
＜diu_v1的可检测条件＞
·u相占空du＞δt
·v相占空dv＜50％－δt/2
·w相占空dw＜50％－δt/2
＜div_v3的可检测条件＞
·u相占空du＜100％－2δt
·v相占空dv＞δt
·w相占空dw＜100％－δt
＜diw_v5的可检测条件＞
·u相占空du＜100％－2δt
·v相占空dv＜100％－δt
·w相占空dw＞δt
因此，在如本实施方式这样推定旋转位置的情况下，倒相电路3可输出的调制率受到限制，但一般在马达的停止、低速时调制率低，因此，不太成问题。
接着，对作为本实施方式的特征的、通过变更载波频率来提高旋转位置的检测精度和降低噪声的方法加以说明。如果示于右边的测定电流变化量的微小时间dt增加，则施加了(8)式所示的特定的电压矢量期间的电流变化量增加。在此，可以想到两种方法来增加微小时间dt。第一方法是增加以某个频率例如16khz的载波来输出pwm信号过程中的电压矢量中的微小时间dt的比例。即，载波频率16khz的周期为62.5μs，而要将其中的百分之几分配给电流变化量测定时间。若设为5％则为3.1μs左右，若设为10％则为6.25μs。方便起见，将该比例称为电流变化量测定调制率。
第二方法是降低载波频率而上述的电流变化量测定调制率不变的方法。例如，若将电流变化量测定调制率设为5％，则在载波频率16khz的情况下，电流变化量测定时间为3.1μs，而如果设载波频率为8khz，则电流变化量时间为6.25μs。
第一方法存在的制约是：能否增加所分配的调制率要随施加到马达的电压的大小而定。第二方法不存在调制率的制约，但由于降低载波频率，驱动噪声会增加。所以，在本实施方式中，以降低载波频率的方法为基础，以抑制噪声的增加的方式选择载波频率。
图6中示出生成各相的载波的载波生成部13的构成。载波生成部13具备决定三相的载波的频率的载波频率生成部13a和基于所决定的载波频率来生成三相的载波的各相载波生成部13b。向载波频率生成部13a输入作为基准的载波频率和电流变化量检测用的载波频率这两种频率。在此，设定为：
(基准载波频率)＞(电流变化量检测用载波频率)。
与上述相同地，例如将前者设为16khz，将后者设为8khz。
一边如图7所示地切换这二个载波频率一边使其推移。即，在基准载波频率的持续期间，间歇地插入切换为电流变化量检测用载波频率的期间。此时，以电流变化量检测用载波持续次数来设定使所插入的电流变化量检测用载波频率在每一组持续的次数，基准载波频率的持续次数使用伪随机数来设定。此时，分别以基准载波频率持续上限次数、下限次数来限制伪随机地决定的次数的上限和下限。
在此，包括虽然是使用伪随机数的方式但例如作为简易的方法的线性同余法等。此为如(12)式那样定义常数a、b、m以及初始值x0来求取的方法。
【公式9】
xn+1＝(axn+b)modm…(12)
例如，若设a＝19、b＝11、m＝222、x0＝10，则xn+1＝201、56、187、12、17、112、141、26、61、60、41、124、147、140、7、144、83、34、213…这样伪随机的数列如上地持续下去。由于数列具有周期性，因此，周期中的最大值xmax在该例子中为213，以此为基础来决定周期。
【公式10】
例如，在基准载波频率持续上限次数为100且根据随机数选择了201的情况下，代入xmax＝213，则基准载波持续次数nbasepwm＝94。如果在决定了下限次数的情况下选择了小于下限次数的值，则进行限制处理。
此外，作为上限次数、下限次数的限制，上限次数由与马达转速的关系规定。例如图8示出一下情况：
马达的电角度频率：10hz、周期100ms
基准载波频率：16khz、周期62.5μs
电流变化量检测用载波频率：8khz、周期125μs
下限次数：1上限次数：100。
此时，最大100周期、6.25ms的期间通过基准载波频率而通电，但在此期间不能够检测电流变化量，因此也不能够检测马达的旋转位置。该情况下，马达的旋转位置检测分辨率为：
100ms/6.25ms＝16(22.5deg)。
在欲提高该分辨率的情况下，可以通过减少上限次数“100”来实现。
然后，各相载波生成部13b基于在载波频率生成部13a所选择的频率，如上所述地生成各相不同的载波。此外，检测定时生成部9在载波频率为8khz时，如上所述地生成并输出检测定时信号t1～t6。
图9为向基准载波频率16khz插入一次电流变化量检测用载波频率8khz的情况下的三相的pwm信号波形。由于插入了频率8khz时马达电流的变化频率降低，因此，可知电流变化量的周期也变长。像这样，能够使测定时间dt变长。
如上所述，根据本实施方式，检测定时信号生成部9基于pwm信号的载波来生成检测定时信号t1～t6，电流变化量检测部8根据检测定时信号t1～t61求出由电流检测部7所检测的相电流的变化量。旋转位置运算部10基于相电流的变化量来推定马达2的旋转位置。
然后，pwm生成部5生成三相的pwm信号图案，以便电流变化检测部8能够在pwm载波的一个周期内，根据固定的六点检测定时信号t1～t6来检测与三种电压矢量期间v1、v3、v5对应的相电流变化量diu_v1、div_v3、diw_v5。
具体地讲，在pwm生成部5，三相的pwm信号中的u相以pwm载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧的两方向使占空du增减，v相以上述任意的相位为基准向滞后侧、超前侧的一个方向使占空dv增减，w相以上述任意的相位为基准向与上述方向相反的方向使占空dw增减。由此，无需使用具有运算能力的昂贵的运算器，使用通过仅基于所检测的电流变化量的大小关系的简易的算法实现的廉价的运算器，就能够实现在马达2的停止或低速区域的无传感器驱动。
此外，pwm生成部5基于载波的振幅为最大或最小的相位来设定产生各相的pwm脉冲的基准，因此，基准的设定变得简单。而且，pwm生成部5分别对于u相，将三角波作为载波使用；对于v相，将振幅表示为最大的相位与上述三角波的振幅呈现为最大或者最小的相位一致的锯齿状波作为载波使用；对于w相，将相对于上述锯齿状波反相的锯齿状波作为载波使用。此时，基于各载波振幅的最大值或者最小值全部一致的相位来设定各相的基准。由此，能够简单地设定各相的pwm脉冲的伸长方向。
然后，在载波生成部13使载波频率降低时检测电流变化量，由此，噪声产生电平由占大部分的基准载波频率规定。通过将基准载波频率较高地设定为例如16khz左右，能够减少载波频率的噪声。而且，通过在设定得更低的载波频率、例如设定为8khz的期间的电压矢量产生过程中检测电流变化量的测定，能够增加测定时间dt并且能够进行高精度的旋转位置检测。而且，通过伪随机地决定电流变化量检测用载波频率的插入间隔以及持续时间，能够在降低由电流变化量检测用载波频率的插入引起的低频的特征性的噪声的峰值而实现低噪声的同时，实现停止时以及低速区域处的马达2的无传感器驱动。
(第二实施方式)
以下，对与第一实施方式相同的部分赋予相同符号并省略说明，对不同的部分加以说明。在第二实施方式中，如图10所示地设定用于各相的pwm载波。对于各相，所使用的载波的波形相同，但在第二实施方式中，使u相的三角波的波谷与v、w相的锯齿状波的零点一致。
此外，在第二实施方式中，对于推定旋转位置所需的电流变化量，电压矢量的图案也是如下地有所不同。
·电压矢量v2施加时的w相电流变化量：diw_v2
·电压矢量v4施加时的u相电流变化量：diu_v4
·电压矢量v6施加时的v相电流变化量：div_v6
根据如以上所述的第二实施方式，能够获得与第一实施方式相同的效果。
(第三实施方式)
图11中示出的第三实施方式的旋转位置检测装置24与第一实施方式相比，以下几点有所不同。
·取代电流检测部7，在倒相电路3的各相输出端子与马达2的各相绕线之间插入有电流检测部25u、25、25w。
·电流变化量检测部8→电流变化量检测部26
·检测定时生成部9→检测定时生成部27
·旋转位置运算部10→旋转位置运算部28
·马达驱动控制装置14→马达驱动控制装置29
在第三实施方式中，通过电流检测部25u、25、25w来检测各相电流iu、iv、iw，由此，(8)式中示出的电流变化量使用在不同的电压矢量的输出期间所获得的、以下的(14)式中示出的电流变化量diw_v6、diu_v2、diu_v6。
【公式11】
图12表示旋转位置θ与电流变化量diw_v6、diu_v2、diu_v6的关系。为了检测上述各电流变化量，检测定时生成部27如图13所示地生成固定的四点检测定时信号t1～t4并输入至电流变化量检测部26。
然后，使用这些电流变化量，旋转位置运算部28以基本上与在第一实施方式中说明过的原理相同的原理，通过(15)式进行三相/二相转换，通过(16)式进行反正切运算，由此获得旋转位置θ。
【公式12】
再者，对于通过(15)式获得的旋转位置θ，也与第一实施方式相同地，需要初始位置的识别算法。
如以上所述，根据第三实施方式，在将电流检测部25u、25、25w插入倒相电路3的各相输出端子与马达2的各相绕线之间的构成中，也能够获得与第一实施方式相同的效果。然后，在第三实施方式中，电流变化量检测部26根据固定的四点检测定时信号t1～t4，检测与施加二种电压矢量v2、v6的期间对应的相电流变化量diw、diu，获得旋转位置θ。因此，能够以更少的处理负担获得旋转位置θ。
(第四实施方式)
图14为第四实施方式，示出将第一～第三实施方式的马达驱动控制装置应用于空气调节器的压缩机马达的情况。构成热泵系统31的压缩机32构成为将压缩部33和马达34容纳于同一铁制密闭容器35内，马达34的转子轴与压缩部33连结。然后，压缩机32、四通阀36、室内侧热交换器37、减压装置38、室外侧热交换器39以通过作为热传递介质流路的管材来构成闭环的方式连接。再者，压缩机32例如为旋转式压缩机，马达34例如为三相ipm(interiorpermanentmagnet：内嵌永久磁铁)马达。此外，马达34为无刷dc马达。空气调节器30构成为具有上述的热泵系统31。
在制暖时，四通阀36处于由实线所示的状态，由压缩机32的压缩部33压缩的高温制冷剂从四通阀36被供给至室内侧热交换器37并凝结，之后，由减压装置38减压而成为低温，并流至室外侧热交换器39，在此蒸发并返回压缩机32。另一方面，在制冷时，四通阀36切换为由虚线所示的状态。因此，由压缩机32的压缩部33压缩的高温制冷剂从四通阀6被供给至室外侧热交换器39并凝结，之后，由减压装置8减压而成为低温，并流至室内侧热交换器37，在此蒸发并返回压缩机32。然后，分别通过风扇40、41送风至室内侧、室外侧的各热交换器37、39，构成为通过此送风高效地进行各热交换器37、39与室内空气、室外空气的热交换。然后，通过第一～第三实施方式的马达驱动控制装置来对马达34进行驱动控制。
根据如以上那样构成的第四实施方式，通过实施方式的马达驱动控制装置对构成空气调节器30的热泵系统31的压缩机32的马达34进行驱动控制，由此，能够提高空气调节器30的运转效率。
(第五实施方式)
图15以及图16所示的第五实施方式表示将马达驱动控制装置应用于洗涤干燥机的滚筒马达以及/或者压缩机马达的情况。图15为概略地表示滚筒式洗涤干燥机51的内部构成的纵剖侧视图。形成滚筒式洗涤干燥机51的外壳的外箱52在前面具有呈圆形开口的洗涤物出入口53，该洗涤物出入口53通过门54开闭。在外箱52的内部配置有背面封闭的有底圆筒状的水槽55，在该水槽45的背面中央部通过螺纹固定而固接有马达50的定子。马达50的旋转轴56的后端部、图15中右侧的端部固定于马达50的转子的轴装配部，马达50的旋转轴56的前端部、图15中左侧的端部突出至水槽55内。
在旋转轴56的前端部，以相对于水槽55呈同轴状的方式固定有背面封闭的有底圆筒状的滚筒57，该滚筒57通过马达50的驱动，与转子以及旋转轴56一体地旋转。另外，在滚筒57设有可供空气以及水流通的多个流通孔58和用于进行滚筒57内的洗涤物的搅起和解开的多个挡板(baffle)59。在水槽55连接有供水阀60，若该供水阀60打开，则供水至水槽55内。此外，在水槽55连接有具有排水阀61的排水管62，若该排水阀61打开，则水槽55内的水被排出。
在水槽55的下方设有向前后方向延伸的通风管道63。该通风管道63的前端部经由前部管道64连接于水槽55内，后端部经由后部管道65连接于水槽55内。在通风管道63的后端部设有送风扇66，通过该送风扇66的送风作用，水槽55内的空气如箭头所示地从前部管道64被送至通风管道63内，并通过后部管道65返回至水槽55内。
在通风管道63内部的前端侧配置有蒸发器67，在后端侧配置有凝结器68。如图16所示，这些蒸发器67以及凝结器68与压缩机69以及节流阀70一同构成热泵71，在通风管道63内流动的空气通过蒸发器67被除湿，通过凝结器68被加热，并被循环至水槽55内。节流阀70由膨胀阀构成，具有开度调整功能。
在外箱52的前表面设有位于门54的上方的操作面板72，在该操作面板72设有用于设定运转进程等的未作图示的多个操作开关。操作面板72以微型计算机为主体而构成，并连接于控制滚筒式洗涤干燥机51的整个运转的控制电路部(未作图示)，该控制电路部按照经由操作面板72而设定的内容，一边控制马达50、供水阀60、排水阀61、压缩机69、节流阀70等的驱动一边执行各种运转进程。然后，通过第一或第二实施方式的马达驱动控制装置，对构成马达50以及/或者压缩机69的压缩机马达进行驱动控制。
根据如以上那样构成的第四实施方式，通过实施方式的马达驱动控制装置对洗涤干燥机51中的滚筒旋转用的马达50以及/或者构成热泵系统71的压缩机69的马达进行驱动控制，由此，能够使洗涤干燥机51的运转效率提高。
(其他实施方式)
对于载波频率，根据个别的设计适当地进行设定即可。此外，载波频率可以是三种以上进行切换，电流变化量的检测在设定最低频率的期间进行即可。
为了如各实施方式那样地产生三相的pwm信号，并不限于使用三种载波，可以利用相位移位功能等，也可以利用变更一种载波的占空设定定时、脉冲产生的比较极性等的方法。
电流变化量检测部8在载波周期内检测三相的电流的定时无需一定以载波的电平呈现为最小或最大的相位为基准，在可检测三相电流的范围内基于载波的任意相位设定即可。
此外，检测电流的定时无需与pwm载波的周期一致，例如也可以以载波周期的二倍、四倍的周期来进行检测。因此，输入至电流变化量检测部8的电流检测定时信号无需是由载波获得的信号本身，也可以是通过单独的定时器生成的信号。
电流检测部可以是分流电阻也可以是ct。
开关元件可以使用mosfet、igbt、功率晶体管、sic、gan等宽带隙(wide-gap)半导体等。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子公开的，其意图并不在于限定发明的范围。这些新颖的实施方式能够通过其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内，可以进行各种省略、置换、变更。这些实施方式或其变形包含于发明的范围和主旨中，并且包含于权利要求书中所述的发明及其等同的范围内。