本发明涉及电流源并网逆变领域，具体涉及一种基于直接pwm控制的并联电流源型光伏逆变器并网电流指定谐波控制的方法。
背景技术：
目前光伏并网技术已经得到广泛应用，并网逆变器的输出电能质量也受到越来越多的重视，并且国家出台的相关标准对逆变器的输出电流谐波做出了明确的要求。为了降低并网逆变器的输出电流谐波，一般是尽量减小逆变桥低次谐波输出，并在逆变器的交流侧接入滤波电路对逆变器的输出电流进行滤波，来减小输出电流谐波含量。但当逆变器接入的本地电网质量较差时，以上两种方式会存在一定的不足。
技术实现要素：
为克服正弦脉宽调制和特定谐波消除法的不足，达到逆变器并网电流指定谐波消除效果，本发明采取的技术方案是基于直接pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)控制的并联电流源型光伏逆变器并网电流指定谐波控制方法。逆变桥并联分别补偿网侧的一个电流谐波，同时降低总电流谐波畸变率。本发明基于直接pwm控制的指定谐波控制法(以下简称shc)，shc调制不同于传统的波形调制技术，它是一种通过求解方程组来求得开关角度的方法。与正弦脉宽调制技术相比，shc调制具有开关频率低、开关损耗小和波形质量高等特点。若传统调制方法要达到同时消除两个谐波的效果，其开关频率不低于5khz，而本发明的实际开关频率为350hz，等效开关频率为700hz。shc与特定谐波消除法(she)相比，shc考虑到电网电压畸变对并网电流谐波的影响，使并网电流的质量更加优秀。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
并联电流源型光伏逆变器并网电流指定谐波控制的方法，包括以下步骤：
(1)确定pwm波形约束条件，为降低开关频率并达到谐波控制的目的，该波形满足以下三个约束：a.一个周期内半波对称；b.半周期内前1/6周期和后1/6周期互补；c.在每半个周期内中间1/6周期不进行调制。
(2)将半周期7脉冲pwm波傅里叶级数展开，mh为h次谐波幅值，
其中a0＝0，
一号逆变桥用于控制5次谐波，二号逆变桥用于控制7次谐波，即一号逆变桥的输出电流含5次谐波，7次谐波为零，11,13，...优化到最小。同理二号逆变桥的输出电流含7次谐波，5次谐波为零，11,13，...优化到最小。分别按5、7次谐波幅值0％-8％，相角-180°-180°计算得到各个开关角度，得到两张二维表。因为本发明所采用的半周期7脉冲的调制方式，故方程有7个自由度，所以可以采用单个逆变桥，查4维表的方法同时补偿5、7次并网电流谐波，具体方法不再赘述。
(3)建立需要补偿的指定电压谐波与pwm所含谐波的关系，由于网侧电流谐波同时受逆变桥输出电流谐波和网侧电压谐波影响，因此分别计算二者对网侧电流谐波的影响，电网电压谐波vsh和其引起谐波电流ish1的关系:
逆变桥输出电流谐波iwh和其引起谐波电流ish2的关系：
iwh＝id*sph(1-7)
ish＝ish2-ish1(1-9)
消除网侧指定电流谐波，即ish＝0，由此可得到pwm指定谐波sph与电网电压谐波的关系：
式中
j表示虚部单位；w为基波角速度，h为谐波次数；id表示直流母线电流；sph表示h次谐波矢量值；sph表示h次谐波幅值；
(4)结合(2)得出的表格和(3)得出的数学关系，实时检测指定电网电压谐波的幅值和相角，计算出pwm波应含指定谐波的幅值和相角，通过查表的方法找到对应的开关角度，生成驱动信号。
与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
本发明采用直接pwm控制的并联电流源逆变器并网电流指定谐波控制的方法，和传统正弦脉宽调制技术相比具有开关频率低、开关损耗小和波形质量高等特点；和特定谐波消除法(she)相比，she只能保证自身不产生指定谐波，而本发明将电网电压谐波作为并网电流谐波的影响因素之一，考虑更加全面，其并网电流质量更优秀。
附图说明
图1本发明实施例中并网逆变器的拓扑结构与控制方法示意图。
图2逆变桥输出电流波形及各个开关管开关角示意图
图3(a)至图3(c)为逆变器简化电路图。
图4为电网加入5、7次谐波前后，shc(指定谐波控制法)控制策略电网电压、电流仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的基于直接pwm控制的两个全桥并联同时控制并网电流5、7次谐波的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。
图1是本发明具体实施方式的电路图。如图1所示，电流源型光伏并网逆变器采用两个并联的三相全桥拓扑作为逆变电路，每个全桥由六个功率开关管，在本实施例中为带反向二极管的igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)组成，两个全桥并联到一个lc滤波器中，再由滤波器连接到电网。
本发明基于直接pwm控制的并联电流源型光伏逆变器并网电流指定谐波控制方法其基本步骤如下：
步骤1：确定波形约束条件，为得到良好的谐波性能同时降低开关管的开关频率，对逆变桥输出电流进行以下约束：
1)一个周期内半波对称；
2)半周期内前1/6周期和后1/6周期互补；
3)在每半个周期内中间1/6周期不进行调制。
其a相波形和各开关管开关角度如图2所示，其中
图2中所示波形为半周期7脉冲shc调制输出，其中α1...α7是六分之一周期中的开关角度。根据函数的特性，输出波形的傅里叶级数中只含有基波和6n±1(n＝1,2,3...)次谐波分量。
步骤2：对图2中pwm波形进行傅里叶级数分解：
其中a0＝0，mh为h次谐波幅值，
在本发明中，全桥1#用于控制5次谐波，全桥2#用于控制7次谐波。为保证两个全桥相互独立的控制谐波，对于全桥1#控制其输出电流5次谐波的幅值和相角，7次谐波为零，并将高次谐波优化到最低；同理对于全桥2#控制其输出电流7次谐波的幅值和相角，5次谐波为零，并将高次谐波优化到最低。按上述约束条件得到两个方程组如下：
为达到较好的补偿效果，并且降低表格大小，需要合理选择幅值相角的范围和分辨率，本说明建议幅值mc范围0％-8％，分辨率为0.2％，相角
步骤2：简化电路模型，如图3(a)至图3(c)所示，可以将逆变桥和电网电压谐波对并网电流谐波的影响分别计算。如图3(b)所示，电网电压谐波vsh和其引起谐波电流ish1的关系：
如图3(c)所示，逆变桥输出电流谐波iwh和其引起谐波电流ish2的关系：
iwh＝id*sph(9)
ish＝ish2-ish1(11)
为消除网侧指定电流谐波，即ish＝0，可得到pwm指定谐波sph与电网电压谐波的关系：
式中
j表示虚部单位；w为基波角速度，h为谐波次数；id表示直流母线电流；sph表示h次谐波；sph表示h次谐波幅值；
由式(13)可得出pwm波应含指定谐波的幅值sph和相角
步骤3：实时监测逆变器电网电压5、7次谐波的幅值和相角，通过查表找到两个逆变桥各自的开关角度。再由得到的开关角度生成开关信号，驱动开关管动作。
步骤4：用matlab/simulink搭建如图1所示的仿真模型，对本发明提出的逆变器控制方法进行验证。
如图4为采用本发明前后，网侧电压电流仿真波形图。在0.54s前采用特定谐波消除法(she)进行调制；在0.5之后给电网电压注入幅值2％、相角30°的5次谐波和幅值2％、相角20°的7次谐波；0.54s之后采用本发明控制方法。由图4的电网电流波形可以看出在电网质量良好的情况下she调制方法的并网电流总谐波畸变率(thd)为2.97％，5次谐波含量1.63％，7次谐波含量1.26％。电网注入5、7谐波后she调制方法的并网电流thd为7.93％，5次谐波含量4.17％，7次谐波含量6.41％。0.54s后采用本发明的调制方法，其并网电流thd为2.45％，5次谐波含量0.93％，7次谐波含量1.39％。通过对比看出本发明可以很好的控制网侧指定电流谐波并降低网侧电流thd。
综上：本发明基于直接pwm控制的并联电流源型光伏逆变器并网电流指定谐波控制方法，可以有效的降低逆变器并网电流的指定谐波。本发明提出的控制策略在较低的开关频率下，能够效地消除并网电流指定谐波，改善并网电流质量，是一种值得推广的逆变器控制方法。
本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。