本发明涉及一种用于汽车等的车辆用灯具。
背景技术
一般而言，可以使车辆用灯具在近光和远光之间切换。近光以给定照度对近处照明，并且配光规定被指定为避免使对向车和前车感到刺眼。近光主要在车辆于市区行驶时使用。同时，远光以较高照度对车辆前方的大范围和远处照明，并且主要在车辆于对向车和前车较少的道路上高速行驶时使用。存在这样的问题，即尽管远光与近光相比为驾驶者提供更好的可视性，但它导致车辆前方的其他车辆驾驶者和行人感到刺眼。
近年来，已经提出了自适应驱动光束(adb)技术，其允许基于车辆的周围状态对远光的配光图案进行动态和自适应控制。adb技术检测车辆前方的前车、对向车和行人的存在情况，并且减弱与这些车辆或行人对应的区域内的光。因此，减少了对这些车辆或行人的刺眼。
作为实现adb功能的系统，提出了其中致动器被控制的遮光板系统、旋转系统、led阵列系统等。在遮光板系统和旋转系统中，尽管可以连续改变熄灯区域(遮光区域)的宽度，但是熄灯区域的数量限于一个。在led阵列系统中，尽管可以建立多个熄灯区域，但熄灯区域的宽度被限制在led芯片的照射宽度内，从而导致离散性。
作为能够解决这些问题的adb系统，本申请人提出了一种光扫描系统(参见日本特开专利申请公报no.2012-224317(jp2012-224317a)、日本特开专利申请公报no.2010-6109(jp2010-6109a))。在该光扫描系统中，光入射到旋转反射器(叶片)上，入射光以与反射器的旋转位置对应的角度被反射，并且反射光在车辆前方扫描。同时，根据反射器的旋转位置来改变光源的点亮和熄灭。因此，在车辆前方形成了期望的配光图案。
技术实现要素：
在jp2010-6109a中描述的光扫描系统中，必须使反射器始终以稳定的转数(转速)旋转。
本发明提供了一种稳定光扫描式车辆用灯具中的电机的转数的技术。
根据本发明的第一方面，一种用于在光扫描式车辆用灯具中使用的电机的驱动电路，所述驱动电路包括输出级、预驱动器、钳位电路和升压电路。所述输出级接收电源电压并向所述电机供给驱动电压。所述预驱动器控制所述输出级。所述钳位电路接收所述电源电压并产生被限制成不超过给定电压的中间电压。所述升压电路接收所述中间电压并向所述预驱动器的电源端子供给比所述中间电压高的内部电源电压。
尽管来自车载电池的电源电压大幅波动并且容易受浪涌影响，但是可以通过设置钳位电路来防止过电压被供给至预驱动器。因此，可对预驱动器选择低耐压性的元件。
在上述方面中，所述钳位电路可包括源极跟随器电路或射极跟随器电路。因此，可以利用少量的部件来保护预驱动器。
在上述方面中，所述钳位电路可包括线性调节器。
在上述方面中，所述升压电路可以是电荷泵。
在上述构型中，所述升压电路可以是产生为所述电源电压的两倍高的电压的倍压电荷泵。
在上述构型中，还可包括电压供给电路。所述电压供给电路连接成使得所述电源电压和所述升压电路的输出电压两者都被供给到所述电压供给电路的输入侧。另外，所述钳位电路中的基准电压可按照所述电压供给电路的输出电压而产生。因此，当电源电压下降时，可以防止基准电压及由此中间电压随着电源电压的下降而下降。
在上述构型中，所述电压供给电路可包括二极管“或”电路。
在上述方面中，所述中间电压可被用作用于检测所述电机的状态的传感器的电源。因此，可以防止过电压被供给至传感器。
根据本发明的第二方面的车辆用灯具包括电机、安装在所述电机的转子上的反射器、和根据第一方面的驱动电路。所述驱动电路驱动所述电机。
上述构件的任意组合以及在方法、装置和系统之间相互替换本发明的构件和表达作为本发明的方面也是有效的。
利用本发明的上述方面，可以稳定光扫描系统式车辆用灯具中的电机的转数。
附图说明
下面将参照附图说明本发明的示例性实施方式的特征、优点及技术和工业意义，在附图中相似的附图标记表示相似的要素，并且其中：
图1是根据一个实施方式的车辆用灯具的示意性透视图；
图2是根据该实施方式的车辆用灯具的电路图；
图3是图2所示的驱动电路的动作波形图；
图4是根据一个示例的驱动电路的一部分的电路图；
图5是根据一个示例的驱动电路的一部分的电路图；
图6是根据一个改型的钳位电路的电路图；
图7a是根据一个改型的升压电路的电路图；
图7b是根据一个改型的升压电路的电路图；以及
图7c是根据一个改型的升压电路的电路图。
具体实施方式
在下文中，将基于优选实施方式参考附图说明本发明。对在各图中示出的相同或相当的构件、部件和处理使用相同的附图标记，并且在必要时省略了重复的说明。此外，该实施方式不限制本发明，并且仅为示例。在实施方式中述及的所有特征及其组合对于本发明不一定是必需的。
在本说明书中，“部件a与部件b连接的状态”不仅包括部件a与部件b彼此物理地直接连接的情况，而且包括部件a与部件b通过其它部件间接地彼此连接的情况，其中对部件a和部件b之间的电连接状态没有实质的影响，或通过部件a和部件b的联接实现的功能和效果未失效。类似地，“在部件a和部件b之间设置有部件c的状态”不仅包括部件a与部件c或部件b与部件c彼此直接连接的情况，而且还包括部件a与部件c或部件b与部件c通过其它部件间接地彼此连接的情况下，其中对部件a和部件c或部件b和部件c之间的电连接状态没有实质的影响，或通过部件a和部件c或部件b和部件c的联接实现的功能和效果未失效。
另外，在本说明书中，用于诸如电压信号和电流信号的电信号或诸如电阻器和电容器的电路元件的附图标记在必要时分别表示电压值和电流值或电阻值和电容值。
图1是根据该实施方式的车辆用灯具1的示意性透视图。图1中的车辆用灯具1属于光扫描型，并且在车辆前方形成各种配光图案。车辆用灯具1主要包括光源10、扫描光学系统20和投影光学系统30。
光源10包括诸如发光二极管(led)和激光二极管(ld)的高亮度半导体光源及其照明电路。扫描光学系统20反射来自光源10的出射光l1。投影光学系统30向前方投射来自扫描光学系统20的出射光(其为反射光)l2。投影光学系统30能由透镜或反射器或它们的组合构成。
扫描光学系统20包括反射器22和电机24。电机24是改变反射器22的位置和/或倾斜度的致动器。根据电机24的旋转，反射器22的位置(或倾斜度)定期改变，并且因此光l1的反射角改变。因此，车辆用灯具1的出射光l2沿水平方向(图中的h方向)扫描车辆前方的区域。
在图1所示的时刻t0，反射器22上的入射光l1根据此时反射器22的位置(转子的旋转角度)而以反射角被反射，并且在时刻t0的反射光l20形成车辆前方的照射区域300。照射区域300在水平方向(h方向)和竖直方向(v方向)上分别具有给定宽度。
在另一时刻t1，反射角由于反射器22的旋转而改变，并且另一照射区域被照射。在又一时刻t2，反射器22进一步旋转，并且此时反射光l22照射又一照射区域。通过高速(例如，在50hz以上)重复此动作，允许照射区域300在车辆前方被扫描，由此形成配光图案310。
在光源10具有固定亮度的情况下，可以获得均匀的配光图案310。当来自光源10的出射光l1的亮度与照射区域300的扫描同步(换言之，与电机24的旋转同步)地改变时，获得期望的配光图案310。例如，当光源10在特定时间内熄灭时，形成配光图案的零照度区域。通过使零照度区域在对向车和前车上重叠来防止炫目。
此外，当光源10的亮度在一个扫描期间中以上凸形式变化时，可以连续地改变照度分布。随着在一个扫描期间中亮度达到其峰值的时机改变，实现了电子回转功能。
以上是车辆用灯具1的基本构型。在下文中，说明用于对车辆用灯具1使用的电机24的驱动电路。
图2是根据该实施方式的车辆用灯具1的电路图。在图2中，详细示出了用于电机24的驱动电路100，并且简化或省略了其余模块。在车辆用灯具1中，从外部电源供给直流电源电压(电池电压)vbat，所述外部电源为电池2。在车辆用灯具1中，使用电池电压vbat作为电源并且使车辆用灯具1内部的电路模块进行动作。车辆用灯具1包括开关sw1、光源10、电机24和用于电机24的驱动电路100。开关sw1是用于车辆用灯具1的主电气开关。当车辆用灯具1点亮时，开关sw1接通，并且电源电压vdd1供给至光源10和驱动电路100。
光源10包括发光元件12和照明电路14。如前所述，发光元件12是诸如led和ld的高亮度半导体发光元件。照明电路14与电机24的旋转(换言之，安装在电机24的转子上的反射器的位置)同步地控制发光元件12的亮度。因此，指示反射器位置的信息可被输入照明电路14中。
驱动电路100使电机24以给定转数旋转。例如，如图1所示，当扫描光学系统20包括两个反射器22并且其中一个反射器22进行一次扫描时，然后电机24的单次旋转实现照射区域300的扫描两次。当期望的扫描频率为60hz时，电机24可每秒旋转30次，即1800rpm。因此，基于反射器22的形状和数量以及光源10的数量来确定电机24的目标转数，以便获得期望的扫描频率。
当电机24的转数波动或电机24的旋转停止时，无法扫描照射区域300。因此，要求驱动电路100具有非常高的可靠性和稳定性。另一方面，尽管一般的车载电池中的电池电压vbat的额定电压为12v(或24v)，但额定电压随着时间波动很大，并且还由于瞬时浪涌的影响而变化。当然，车辆用灯具1内部的电源电压vdd1也受到用作来源的电池电压vbat的波动的影响。要求驱动电路100不顾电源电压vdd1的这种波动而保持电机24的转数稳定。
在下文中，说明驱动电路100的构型。驱动电路100包括输出级110、预驱动器120、钳位电路130、升压电路140和控制器150。
输出级110接收电源电压vdd1并向电机24供给驱动电压vdrv。在该实施方式中，电机24为三相电机，并且输出级110由三相逆变器制成。然而，电机24可以是单相电机，并且在这种情况下，输出级110可由h桥电路构成。因此，输出级110的构型不受限制，并且输出级110可按照电机24的相数和驱动方式来设计。此外，在该实施方式中，输出级110被示出为多个场效应晶体管(fet)，但也可包括绝缘栅双极晶体管(igbt)或双极晶体管。
预驱动器120控制输出级110。具体而言，预驱动器120被供给以来自控制器150的控制信号scnt，并且按照控制信号scnt向构成输出级110的多个晶体管的控制端子(栅极或基极)供给栅极驱动信号，由此控制晶体管的通断。
在控制器150监视电机24的状态时，控制器150生成控制信号scnt，使得电机24以期望的转数旋转。控制器150可检测电机24的转数并执行反馈控制，使得转数变得接近目标值。或者，针对所述转数，控制器150可通过开环生成控制信号scnt。
控制器150可从诸如霍尔元件的位置检测元件接收指示转子的位置信息的信号，并且执行基于该信号的整流控制和与整流控制相关联的电流控制。或者，控制器150可基于电机24的反电动势通过使用无传感器系统来推定转子的位置，并且执行基于该推定的整流控制和与整流控制相关联的电流控制。控制器150的构型和控制方式不受特别限制，并且可使用各种技术。
钳位电路130接收电源电压vdd1并产生被限制成不超过给定电压(称为钳位电平vcl)的中间电压vdd2。钳位电路130也可理解为电压限制器。
升压电路140接收中间电压vdd2并向预驱动器120的电源端子122供给比中间电压vdd2高的内部电源电压vdd3。
以上是驱动电路100和包括驱动电路100的车辆用灯具1的构型。接下来说明驱动电路100和车辆用灯具1的动作。
图3是图2所示的驱动电路100的动作波形图。这里，升压电路140产生为中间电压vdd2的两倍高的内部电源电压vdd3。
在时刻t0之前，电源电压vdd1(电池电压vbat)的额定电压为12v。中间电压vdd2被稳定在给定的钳位电平vcl。升压电路140实现下式：vdd3＝vdd2×2＝vcl2×2。
图3示出用于预驱动器120的最低动作电压vmin。最低动作电压vmin为用于预驱动器120的最低电压。这意味着，当电源端子122处的电压变得低于最低动作电压vmin时，预驱动器120不能正常驱动输出级110。由于内部电源电压vdd3超过最低动作电压vmin，所以可以在时刻t0之前正常驱动电机24。
在时刻t0，电源电压vdd1(电池电压vbat)变成比12v的额定电压低的电压(减电压状态)。中间电压vdd2不再能够维持给定的钳位电平vcl，并且降低至与电源电压vdd1基本上相同的电压水平vlow。此时的内部电源电压vdd3为vdd3＝vlow×2。在减电压状态下，内部电源电压vdd3仍超过最低动作电压vmin，并且因此即使在从时刻t0至时刻t1的期间中也可以正常驱动电机24。
在时刻t1，电池电压vbat回到额定电压。在时刻t2，电源电压vdd1由于浪涌噪声的影响而跳升，但钳位电路130将中间电压vdd2维持在钳位电平vcl。因此，即使当发生浪涌噪声时，供给至预驱动器120的电源电压vdd3也不跳升，并且保持在恒定值(vcl×2)。
已说明了驱动电路100的动作。与下述比较技术相比，驱动电路100的优点显而易见。
第一比较技术
在第一比较技术中，从图2所示的驱动电路100省略了钳位电路130和升压电路140，并且电源电压vdd1供给至预驱动器120的电源端子122。利用此构型，在图3所示的减电压状态(t0至t1)下，供给至电源端子122的电压vdd1变得比最低动作电压vmin低。因此，不可能正常驱动电机24。
为了接通输出级110的高压侧臂中的晶体管，有必要在预驱动器120中增加自举电路作为硬件。
与此相比，根据该实施方式的驱动电路100能够防止电机24无法在减电压状态下驱动。此外，不需要自举电路。
第二比较技术
在第二比较技术中，从图2所示的驱动电路100省略了钳位电路130，并且电源电压vdd1直接供给至升压电路140。利用此构型，在图3所示的减电压状态(t0至t1)下，可以向预驱动器120的电源端子122供给超过最低动作电压vmin的内部电源电压vdd3＝vlow×2。
然而，在第二比较技术中，当图3所示的浪涌噪声(i)与电源电压vdd1重叠时(过电压状态)，浪涌噪声所导致的分量也与内部电源电压vdd3重叠，并且内部电源电压vdd3变得极高(点划线(ii))。当内部电源电压vdd3超过构成预驱动器120的元件的耐压能力时，可靠性显著降低。因此，有必要以耐压性高的元件来构成预驱动器120，从而导致成本上升。
与此相比，在根据该实施方式的驱动电路100中，用于升压电路140的输入电压vdd2即使在其中电源电压vdd1上升的过电压状态下也被钳位电路130钳位，且因此可以对供给至电源端子122的电压vdd3设定上限。因此，可以用低耐压性的元件来构成预驱动器120，并且因此降低成本。
本发明扩展至由图2中的框图和电路图或以上说明导出的各种装置和电路，并且不限于具体构型。在下文中，说明更具体的构成例和改型不是为了限制本发明的范围，而是有利于理解本发明的实质和电路动作以及还明确它们。
图4是示出根据一个示例的驱动电路100a的一部分的电路图。钳位电路130a包括基准电压电路132和npn型双极晶体管q11，所述基准电压电路132是配置成产生基准电压vref的射极跟随器电路。基准电压电路132包括例如串联设置在电源线102和接地之间的电阻器r11和齐纳二极管zd11。基准电压vref等于齐纳二极管zd11的齐纳电压。
双极晶体管q11的集电极与电源线102连接，并且基准电压vref施加至双极晶体管q11的基极。双极晶体管q11的射极的电压为中间电压vdd2，并且被钳位为vcl＝vref-vbe。vbe为双极晶体管的基极和射极之间的电压。双极晶体管q11可替换为n通道fet并且可以是源极跟随器电路。
升压电路140a为倍压电荷泵电路，并且包括振荡器142、电容器c21、c22和二极管d21、d22。振荡器142生成振荡信号v2，其中中间电压vdd2为高电平，并且接地电压vgnd(＝0v)为低电平。当振荡信号v2处于低电平时，δv＝vdd2-vf施加在电容器c21的两端之间，并且电容器c21被充电。vf为二极管d21的正向电压。当振荡信号v2处于高电平(vdd2)时，电容器c21的一端处的电压v3变成v3＝v2-δv＝2vdd2-vf。此时，电容器c22利用电压v3-vf被充电。通过重复此动作，升压电路140a的输出电压vdd3由下式给出：vdd3＝2vdd2-2vf。当忽略2vf时，内部电源电压vdd3变成中间电压vdd2的两倍高。
中间电压vdd2也可被用作用于检测电机(图2中的电机24)的状态的传感器26的电源。传感器26的示例包括检测电机24的转子的位置的霍尔传感器和检测电机24的转数的旋转编码器。
图5是根据一个示例的驱动电路100b的一部分的电路图。驱动电路100b除了图4所示的驱动电路100a以外还包括电压供给电路160。电压供给电路160连接成使得电源电压vdd1和升压电路140a的输出电压vdd3两者都被供给到电压供给电路160的输入侧。例如，电压供给电路160选择电源电压vdd1和升压电路140a的输出电压vdd3中的较高者。例如，电压供给电路160可以是二极管“或”电路，其包括阴极共同连接的二极管d31、d32。电压供给电路160的输出电压vdd4供给到钳位电路130a中的基准电压电路132，并且按照电压vdd4来产生基准电压vref。
电压供给电路160的构型不限于二极管“或”电路，而是仅需为其中在电源电压降低时升压电路的输出电压由电压供给电路的输出来表示的构型。例如，电压供给电路160可以是具有两个输入和一个输出的选择器电路，并且可被构造为多个模拟开关的组合。
在图4所示的驱动电路100a中，当电源电压vdd1变得比齐纳电压vzd低时，基准电压vref降低。结果，钳位电平vcl及由此中间电压vdd2降低，并且内部电源电压vdd3会变得比用于预驱动器120的最低动作电压vmin低。相反，在图5中的驱动电路100b中，在电荷泵的起动完成之后，一旦内部电源电压vdd3被稳定，vdd3>vdd1便成立。因此，vdd4(＝vdd3-vf)供给到钳位电路130a。在此状态下，即使当vdd1降低的减电压状态发生时，也不会对钳位电路130a有影响。因此，可以抑制基准电压vref及由此中间电压vdd2的降低。在电荷泵的起动完成之前，电源电压vdd1被给予优先并供给到基准电压电路132，并且产生基准电压vref。
已基于该实施方式说明了本发明。该实施方式仅为示例，并且本领域的技术人员应理解，各构件和处理过程的组合可以进行各种修改，并且这些修改在本发明的范围内。在下文中，说明这些修改的示例。
第一改型
图6是根据一个改型的钳位电路130c的电路图。钳位电路130c是线性调节器，并且包括运算放大器oa31、晶体管m31、电阻器r31、r32和电容器c31。钳位电路130c的输出电压vdd2由下式给出：vdd2＝vref×(r31+r32)/r32。通过使电容器c31的电容大，与电源电压vdd1的减电压波动相关联的中间电压vdd2的波动减小。
第二改型
升压电路140的电荷泵的构型不限于图4所示的构型。图7a至图7c是根据一个改型的升压电路140d、140e、140f的电路图。
图7a所示的升压电路140d为加法型电荷泵，并且输出稳定化的电压vreg和电压vdd3。稳定化的电压vreg由驱动电路100内部的电源电路(未示出)产生，并且电压vdd3是通过将中间电压vdd2加到稳定化的电压vreg上而获得的。中间电压vdd2供给到振荡器142的电源端子，并且稳定化的电压vreg供给到二极管d21的正极。根据该构型，产生由下式表达的内部电源电压vdd3：vdd3＝vreg+vdd2-2vf。在倍压电荷泵中，当内部电源电压vdd3过高时，使用加法型电荷泵来优化vreg，从而获得处在足够电压水平的内部电源电压vdd3。在图7a中，两个电压vdd2、vreg可彼此替换。
在图7b所示的升压电路140e中，除图5所示的升压电路140a以外还设置有电流放大级(缓冲级)144。
图7c所示的升压电路140f也是电荷泵，并且输出通过将两个输入端子in1、in2的电压相加而获得的电压。当两个输入端子in1、in2被共同连接时，形成倍压电荷泵。升压电路140f包括晶体管m41、m42、m43、m44和电容器c21、c22。晶体管m42、m43在其中电容器c21被充电的充电相
图7b所示的升压电路140e可转换为加法型电荷泵。在这种情况下，振荡器142的电源端子和电流放大级144可以是第一输入in1，二极管d21的正极可以是第二输入in2，并且可分别对第一输入in1和第二输入in2提供不同的直流电压。
也可使用除电荷泵以外的构型如开关式调节器作为升压电路140。
已使用具体用语基于实施方式说明了本发明。然而，该实施方式仅显示本发明的原理和应用，并且允许一定数量的改型和配置变更而不脱离由权利要求的范围限定的本发明的思想。