本发明涉及一种开关电容式高带宽包络线跟踪电源，应用于无线通信场合。
背景技术：
移动通信的发展从20世纪70年代末商用的第一代移动通信(1stgeneration,1g)开始，到如今商用的第四代(4thgeneration,4g)移动通信，无论从调制方式还是从信息的传输量方面，都发生了巨大的变化。第一代移动通信技术(1g)主要采用模拟蜂窝网技术，实现的方式包括频分多址和载波复用，第二代移动通信技术(2ndgeneration,2g)采用数字通信技术，通过时分多址和码分多址技术实现射频信号(radiofrequency,rf)的传输。功率放大器(poweramplifier,pa)负责对输入rf信号的功率放大。传统的1g和2g通信方式中，射频输入信号的包络线都是恒包络的，因此采用非线性功率放大器可以实现高效率的信号传输。但恒包络的rf输入信号占据的频段较宽，在固定频带内传输的信息量有限，难以实现声音、图像、视频等移动多媒体数据的传输。为了提高传输的信息量，第三代(3rdgeneration,3g)及第四代(4thgeneration,4g)移动通信技术采用正交频分复用和正交幅值调制等技术，对输入信号的相位、频率以及幅值进行调制，因此输入信号的包络线幅值不再恒定不变。此时，若延用恒定电压为功率放大器供电，系统效率甚至会低至15％。为了提高pa的效率，采用包络线跟踪技术(envelopetracking,et)可以实现在射频参考信号范围内的高效率传输，对减少pa的损耗及提高系统效率起到了至关重要的作用。
目前，实现pa高效率工作的方式主要有三种。分别是doherty技术，包络线消除及恢复(envelopeeliminationandrestoration,eer)技术以及包络线跟踪技术(envelopetracking,et)。其中doherty技术需使用主次功放协同工作，成本较高，并且工作带宽较低。eer技术采用非线性功放，需要包络线恢复环节的输出电压与输入信号的包络线幅值完全一致，对功放的供电要求更加严苛。et技术中，包络线输出电压跟踪射频参考信号，并且略高于rf参考信号的包络，对pa的供电方式没有eer技术中的电源要求严苛，因此et技术具有较好的应用前景及实现方式。
多电平开关线性复合结构et电源由于其控制简单、鲁棒性强，目前受到越来越广泛的关注。该方案通过选择一系列不同幅值的电平形成阶梯波电压对输出电压进行拟合，并作为后级线性放大器的输入。阶梯波电压幅值略高于输出电压幅值，以保证线性放大器的正常工作。线性放大器即通过闭环控制，最终实现对参考信号的高线性度跟踪。为减小线性放大器的损耗，阶梯波电压中多电平的个数通常较多。为此，需要一级多路输出电源或多个模块电源为其提供多个电平幅值。这使得电路的复杂程度和成本增加，并且降低了系统效率；另一方面，由于et电源所需跟踪的是rf信号的包络线，其带宽最高达几十mhz。而开关变换器直接跟踪变化幅值的参考信号时，其开关频率往往需要达到参考信号频率的5～10倍，这使得开关频率过高难以实现。同时，过高的开关频率还会导致开关器件的开通和关断时间缩短至几个ns级别，开关过程不够充分，甚至发生脉冲丢失，大大降低了系统可靠性，也严重限制了et电源跟踪带宽的提高。
技术实现要素：
本发明提出一种开关电容式高带宽包络线跟踪电源电路，该包络线跟踪电源电路通过控制选通开关对多个电容充放电，以电容两端的电压代替传统控制方法中的多路输出电源或多个模块电源，作为生成阶梯波电压的电平提供者，大大减少多路输出电源的路数或模块电源的数量；另一方面，可以将开关频率与跟踪信号频率的比值降低为(1/n):1，大大提升高带宽包络线跟踪的可行性，同时有效拓展开关管的开通及关断时间，提升开关管高频工作时的可靠性。
为了实现上述目的，本发明采用的具体技术方案是：一种开关电容式高带宽包络线跟踪电源电路，包括阶梯波电压发生电路和a类线性放大器，所述阶梯波电压发生电路由n个结构相同的开关电容电路相互串联而成；
其中，第n个开关电容电路包括一个电源vn、第一级开关电容电路单元、第二级开关电容电路单元、……、第m-1级开关电容电路单元和第m级开关电容电路单元；所述第m级开关电容电路单元包括主开关管qnm、辅开关管qnmr、二极管dnm和电容cnm，所述主开关管qnm的源极、辅开关管qnmr的漏极和电容cnm的一端相互连接，所述二极管dnm的阳极与电源vn的正极连接，所述二极管dnm的阴极与电容cnm的另一端连接；
所述第一级开关电容电路单元中的主开关管qn1的漏极和辅开关管qn1r的源极分别连接在电源vn的正极和负极；所述第m-1级开关电容电路单元中的电容cn(m-1)的两端分别连接第m级开关电容电路单元中的主开关管qnm的漏极和辅开关管qnmr的源极；
所述第n个开关电容电路的电源vn的负极与第n-1个开关电容电路的第m级开关电容电路单元的二极管d(n-1)m的阴极连接；
所述a类线性放大器包括功率管q1、电压调节器、延时电路单元和分压电路单元，所述功率管q1的一端与分压电路单元的一端连接且功率管q1的此端用于给负载供电，分压电路单元的输出端与电压调节器连接，分压电路单元的另一端接地，延时电路单元的输入端用于输入参考电压，其输出与电压调节器连接，所述电压调节器与功率管q1的控制端连接；
所述第一个开关电容电路的电源v1的负极接地，所述第n个开关电容电路的第m级开关电容电路单元的二极管dnm的阴极与a类线性放大器的功率管q1的另一端连接，其中，n>＝2且为整数，m>＝2且为整数。
进一步地,第p个开关电容电路设有一个二极管dncp，所述二极管dnp的阴极与二极管dncp的阴极以及电容cnp的另一端连接；所述二极管dncp的阳极与主开关管qnp漏极连接；其中，m>＝p>＝2，p取整数。
本发明与现有技术相比，具有如下的特点：阶梯波电压发生电路与a类线性放大器采用级联连接，阶梯波电压发生电路的输出作为a类线性放大器的输入，阶梯波电压发生电路由n个结构相同的开关电容电路相互串联而成，每个开关电容电路中的开关管的开关频率相对于跟踪信号频率可以实现(1/n):1的降频，提升在高频跟踪信号条件下工作的可行性；同时，相对于传统方法减少模块电源的数量，电路复杂程度和成本降低。同时，在高带宽包络线跟踪条件下，本发明相对于传统方法可以有效扩展开关管的开通和关断时间，以确保其充分开通和充分关断，从而提升开关管高频工作时的开关性能和工作可靠性，真正实现高带宽包络线跟踪。
附图说明
图1所示为本发明的开关电容式高带宽包络线跟踪电源电路的第一实施例结构示意图。
图2所示为本发明的开关电容式高带宽包络线跟踪电源电路的第二实施例结构示意图。
图3所示为本发明中的各个开关管的控制信号的示意图。
图4所示为实施例2中的单个开关电容电路的工作模态。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明，以使更能理解本发明的创造点所在。
实施例1参考图1，一种开关电容式高带宽包络线跟踪电源电路，包括阶梯波电压发生电路和a类线性放大器，所述阶梯波电压发生电路由n个结构相同的开关电容电路相互串联而成；
其中，第n个开关电容电路包括一个电源vn、第一级开关电容电路单元、第二级开关电容电路单元、……、第m-1级开关电容电路单元和第m级开关电容电路单元；所述第m级开关电容电路单元包括主开关管qnm、辅开关管qnmr、二极管dnm和电容cnm，所述主开关管qnm的源极、辅开关管qnmr的漏极和电容cnm的一端相互连接，所述二极管dnm的阳极与电源vn的正极连接，所述二极管dnm的阴极与电容cnm的另一端连接；
所述第一级开关电容电路单元中的主开关管qn1的漏极和辅开关管qn1r的源极分别连接在电源vn的正极和负极；所述第m-1级开关电容电路单元中的电容cn(m-1)的两端分别连接第m级开关电容电路单元中的主开关管qnm的漏极和辅开关管qnmr的源极；
所述第n个开关电容电路的电源vn的负极与第n-1个开关电容电路的第m级开关电容电路单元的二极管d(n-1)m的阴极连接；
所述a类线性放大器包括功率管q1、电压调节器、延时电路单元和分压电路单元，所述功率管q1的一端与分压电路单元的一端连接且功率管q1的此端用于给负载供电，分压电路单元的输出端与电压调节器连接，分压电路单元的另一端接地，延时电路单元的输入端用于输入参考电压，其输出与电压调节器连接，所述电压调节器与功率管q1的控制端连接；
所述第一个开关电容电路的电源v1的负极接地，所述第n个开关电容电路的第m级开关电容电路单元的二极管dnm的阴极与a类线性放大器的功率管q1的另一端连接，其中，n>＝2且为整数，m>＝2且为整数。
实施例2参考图2，在实施例1的基础上，第p个开关电容电路设有一个二极管dncp，所述二极管dnp的阴极与二极管dncp的阴极以及电容cnp的另一端连接；所述二极管dncp的阳极与主开关管qnp漏极连接；其中，m>＝p>＝2，p取整数。相比于例1，例二可以更加平衡各开关电容的充放电时间。
图1和图2中，v1-vn代表电源，q11-qnm代表主开关管，q11r-qnmr代表辅开关管，d11-dnm代表二极管，τ代表延时电路单元；所述电压调节器、延时电路单元为现有技术，在此不说明，所述功率管q1采用mos管或者三极管，所述分压电路单元由电阻ru和电阻rd串联而成，所述电阻ru一端与功率管q1连接，另一端与电阻rd的一端、电压调节器连接，所述电阻rd的另一端接地。
a类线性放大器采用闭环控制，其输出电压通过分压电阻ru、rd采样，采样信号与参考信号vref经过延时电路单元τ之后的信号进行比较，其误差经过电压调节器调节后送至a类线性放大器的功率管q1的栅极。
一种开关电容式高带宽包络线跟踪电源电路的控制方法应用在实施例1和实施例2上，根据参考信号vref生成多个脉冲，将脉冲信号重新分配并取反，从而获得开关电容电路中主辅开关管的控制信号，具体的控制方法如下，包括如下步骤：
1)通过参考信号vref与m个单调递增的门限电平比较，触发m个拟合脉冲信号，m个拟合脉冲信号随着时间周期性变化，m个拟合脉冲信号在一个变化周期内分别包含一个上升沿和一个下降沿；
2)在m个拟合脉冲信号中，按照时序先后取n组一个变化周期内的m个拟合脉冲，将任意一组中m个拟合脉冲的上升沿独立分配给一组主开关管控制信号,即作为主开关管控制信号的上升沿，直到将n组中m个拟合脉冲的上升沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；将任意一组中的m个拟合脉冲的下降沿独立分配给一组主开关管控制信号，即作为主开关管控制信号的下降沿，直到将n组中m个拟合脉冲的下降沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；从而得到n组上升沿和下降沿在不同时序上的主开关管控制信号，即qn1、qn2、……、qnm，每组主开关管控制信号包括m个脉冲信号，所述n组主开关管控制信号中的m个脉冲信号分别用于输入到n个开关电容电路中的m个主开关管的控制端以控制主开关管的通断；
3)将n组主开关管控制信号中的m个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
运算得到n组辅开关管控制信号中的m个脉冲信号,即qn1r、qn2r、……、qnmr，用于输入到n个开关电容电路中的m个辅开关管的控制端以控制辅开关管的通断。
步骤2)中，为了保证每组控制信号中的m个脉冲信号在同一变化周期内的脉宽接近，在m个脉冲信号的上升沿已被独立分配的情况下，按照上升沿先触发，下降沿亦先触发的方法，将任意一组中m个拟合脉冲的下降沿独立分配给一组主开关管控制信号。
为了更好的理解上述方法，特此举例说明，图2所示，通过参考电压信号vref与m个单调递增的门限电平比较，触发m个拟合脉冲信号，m个拟合脉冲信号随着时间周期性变化，m个拟合脉冲信号在一个变化周期内分别包含一个上升沿和一个下降沿,在m个拟合脉冲信号scmp1～scmpm中，按照时序先后取n组一个变化周期内的m个拟合脉冲，每组m个拟合脉冲分别定义为p1组、……、px组、……、pn组(其中x＝2，3，……，n-1)，定义每组m个拟合脉冲的上升沿分别为p11r、p12r、……、p1mr；……；px1r、px2r、……、pxmr；……；pn1r、pn2r、……、pnmr；定义每组m个拟合脉冲的下降沿分别为p11f、p12f、……、p1mf；……；px1f、px2f、……、pxmf；……；pn1f、pn2f、……、pnmf。在q1组～qn组主开关管控制信号中，q1组中驱动信号的上升沿可选择p1组～pn组中的任何一组上升沿，此处选择p1组的上升沿，即p11r、p12r、……、p1mr；在选择q1组中驱动信号的下降沿时，为扩展开关管的开通和关断时间，分别选择pimf、pi(m-1)f、……、pi1f(其中i＝1，2，……，n)与前述上升沿一一对应，构成q1组主开关管控制信号，即保证开通时刻较迟的脉冲，其关断时刻也较迟。
对于qx组：选择px组的上升沿作为qx组主开关管控制信号的上升沿，选择pimf、pi(m-1)f、……、pi1f(其中j＝1，2，……，n且j≠i)作为qx组主开关管控制信号的下降沿。此时进一步依据j的取值范围，下降沿的波形可以有两种模式，分别定义为模式①和模式②，模式①中x≤j≤n，模式②中1≤j<x。
同理可推出其他各组的驱动信号，其中对于qn组：选择pn组的上升沿作为qx组主开关管控制信号的上升沿，此时qx组主开关管控制信号下降沿的波形也可以有两种模式，同样分别定义为模式①和模式②。其中模式①的下降沿确定，为pnmf、pn(m-1)f、……、pn1f；模式②的下降沿为pkmf、pk(m-1)f、……、pk1f(其中k＝1，2，……，n-1且k≠i，k≠j)。
通过上述上升、下降沿重新分配，可以获得主开关管qn1～qnm的控制信号，使得et电源在外特性保持一致的条件下，实现了开关频率的(1/n):1的降频，为配合主开关管的工作，将n组主开关管控制信号中的m个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
运算得到n组辅开关管控制信号中的m个脉冲信号,即qn1r、qn2r、……、qnmr，用于输入到n个开关电容电路中的m个辅开关管的控制端以控制辅开关管的通断。
附图3给出了实施例2中的单个开关电容电路的工作模态，以下分别加以说明：
模态(a)：q11r～q13r管导通，q11～q13管关断，此时电压源v1给电容c11～c13充电，到达稳态时，单个电容两极之间的电压为v1。在这种情况下，单元输出电压可等效为c13两端的电压值v1，并且在电容c13为负载供电的过程中，随着电容c13两端电压的下降，电容c12通过二极管d1c3以及开关管q13r给电容c13充电；
模态(b)：q13、q11r、q12r管导通，q11、q12、q13r管关断，此时电压源v1给电容c11、c12充电，电容c13与电压源v1串联给负载供电。因此单元输出电压等于2v1，并且在电压源v1及电容c13为负载供电的过程中，随着电容c13两端电压的下降，电容c11通过二极管d1c2、d1c3以及开关管q12r、q13r给电容c13充电，电容c12通过二极管d1c3以及开关管q13r给电容c13充电；
模态(c)：q12、q13、q11r管导通，q11、q12r、q13r管关断，此时电压源v1给电容c11充电，电容c11、c12、c13串联给负载供电。因此单元输出电压即为c11、c12及c13两端的电压之和，即为3v1，并且在电压源v1、电容c11及电容c13为负载供电的过程中，随着电容c13两端电压的下降，电容c12通过二极管d1c3以及开关管q13r给电容c13充电；
模态(d)：q11、q12、q13管导通，q11r、q12r、q13r管关断，电容c11、c12、c13与电压源v1串联给负载供电。在这种情况下，单元输出电压可等效为输入电压与电容c11、c12及c13两端的电压之和，即为4v1；
模态(e)：q11r、q12、q13管导通，q11r、q12r、q13r管关断。此时电容c11、c12、c13串联给负载供电，因此单元输出电压即为3v1；
模态(f)：q11r、q12r、q13管导通，q11、q12、q13r管关断。此时电压源v1对电容c11、c12充电，电容c12、c13串联给负载供电，单元输出电压可等效为2v1，并且在电容c12及电容c13为负载供电的过程中，随着电容c12两端电压的下降，电容c11通过二极管d1c2以及开关管q12r给电容c12充电；
模态(g)：此时电路模态如模态(a)所示，单元输出电压可等效为1v1。
本发明的具体实例如下，其主要性能参数如下：
●参考信号vref：2.4v～4.2v正弦波；
●输出电压vo：12v～21v正弦波；
●跟踪频率fr：2mhz；
●负载电阻rl：25ω。
由以上描述可知，本发明提出的开关电容电路实现的高带宽包络线跟踪电源具有如下优点：
1、所提出的开关电容式包络线跟踪电源相对于传统方法减少了电源模块的数量，降低了电路的复杂程度以及成本，提高系统的效率；
2、开关管的开关频率相对于跟踪信号频率可以实现了(1/n):1的降频，提升电路在高频跟踪信号条件下工作的可行性；同时有效地拓展开关管的开通及关断时间，提升开关管高频工作时的可靠性。