本发明属于电力电子技术领域，涉及一种模块化多电平变换器的调制方法。
背景技术：
模块化多电平变换器(modularmultilevelconverter,mmc)，如图1所示，具有模块化结构，易于扩展，设计灵活，在中高压领域具有十分广阔的应用前景。但为了实现在中高压领域中的应用，其需要较多子模块。发明人提出了中间复用子模块的mmc拓扑，其每相可减少一个子模块，如图2所示。
作为mmc核心技术之一，各种调制策略已被很多学者提出、完善。目前常见的应用于mmc拓扑的调制策略目前一般有如下几种调制策略：多电平阶梯波调制(包括阶梯波脉宽调制、消除特定次谐波调制和多电平电压空间矢量控制、最近电平逼近调制等)、移相脉宽调制技术(包括载波移相和脉冲移相等)，不同调制策略有不同特点，也有自身存在的优缺点。
其中，载波移相脉宽调制技术(cps‐spwm)是使用多个相隔一定相位的三角波与正弦调制波比较，进而产生spwm波形；脉冲相移脉宽调制技术(pps‐spwm)则是先用一路三角波与正弦调制波比较得到一路spwm波形，对该脉冲波形进行移相，得到各路驱动波形。其优点是用较低的开关频率实现较高的等效开关频率。
多电平阶梯波调制中，使用较多的是最近电平逼近调制(nlm)。相比移相脉宽调制技术，nlm的优点是不依赖于载波信号，无需控制脉冲的宽度，且易于实现，适用于电平很多的场合。
但在中间子模块复用的mmc电路，即图2所示的拓扑结构中，二者均不能直接应用。因此，为了实现图2所示的拓扑与图1所示的拓扑具有相同的功能，必须设计其适用的调制策略。
技术实现要素：
本发明在于提出一种适用于中间子模块复用的模块化多电平变换器的调制方法，使中间子模块复用的模块化多电平变换器与普通模块化多电平变换器输出特性完全等效，又减少了器件个数，节约了成本。为此，本发明采用以下技术方案：
一种适用于中间复用子模块的模块化多电平变换器的调制方法，其特征在于，所述模块化多电平变换器是每相子模块个数为2n+1中间复用子模块的模块化多电平变换器，所述调制方法通过控制中间复用子模块和上、下桥臂模块的导通时序，使其与每相子模块个数为2n+2的传统模块化多电平变换器对外输出特性完全等效，n为奇数，所述调制方法包括：
(1)确保每个子模块中上、下开关功率器件导通角互补且不会同时导通；
(2)令中间复用子模块中上开关功率器件开始导电的相位角为0度，以2π为一周期；
(3)上桥臂中自上至下前
(4)下桥臂中自上至下前
在采用上述技术方案的基础上，本发明还可采用或组合采用以下进一步的技术方案：
中间复用子模块的模块化多电平变换器是一种三相变换器，它的每一相包括2n+1个子模块和两个桥臂电感，其每相上、下桥臂各有n个子模块，另外一个子模块由上、下桥臂复用；所述子模块由两个自带反向二极管的功率开关器件和子模块电容cn构成，并对外有三个接线端口。
传统模块化多电平变换器是一种它的每一相三相变换器，包括2n+2个子模块和两个桥臂电感，其每相上、下桥臂各有n+1个子模块；所述子模块由两个自带反向二极管的功率开关器件和子模块电容c构成，并对外有三个接线端口。
第(3)点中，所述第一个子模块为上桥臂中最上面的子模块。
第(4)点中，所述第一个子模块为下桥臂中最上面的子模块。
本发明通过正弦调制波与2n+1个不同相位角的三角载波比较生成触发脉冲，进而开通相应子模块中的开关功率器件，使其与单相有2n+2个子模块的模块化多电平变换器输出特性完全等效。本发明实现了对于中间复用子模块的模块化多电平变换器的调制策略，是一种高可靠性控制方法。
附图说明
图1是传统模块化多电平拓扑结构。
图2是中间复用子模块的新型模块化多电平拓扑结构。
图3是调制波和三角载波在时域上比较的示意图。
图4a是每相子模块个数为2*3+2个的传统拓扑上桥臂电压输出波形。
图4b是每相子模块个数为2*9+2个的传统拓扑上桥臂电压输出波形。
图5a是每相子模块个数为2*3+2个的传统拓扑相电压输出波形。
图5b是每相子模块个数为2*3+2个的传统拓扑相电压输出波形。
图6a是每相子模块个数为2*3+2个的中间子模块复用拓扑上桥臂电压输出波形。
图6b是每相子模块个数为2*9+2个的中间子模块复用拓扑上桥臂电压输出波形。
图7a是每相子模块个数为2*3+2个的中间子模块复用拓扑相电压输出波形。
图7b是每相子模块个数为2*9+2个的中间子模块复用拓扑相电压输出波形。
具体实施方式
以下结合附图详细描述本发明的实施方式。
图1是传统模块化多电平拓扑结构，它由三相完全相同的电路拓扑组成，其每相上、下桥臂中均包括n+1个子模块，即每相共计2n+2个子模块。图2是中间复用子模块的新型模块化多电平拓扑结构，它的a相、b相和c相电路拓扑完全相同，但和传统结构相比，其每相中有一个子模块被上、下桥臂复用，上、下桥臂各有n个子模块，即每相共计2n+1个子模块。在新型拓扑下，本发明涉及了不同于传统控制方法的新型调制策略，其具体载波和调制波关系如图3所示。
以一个导通周期为例，周期开始(相位为0)时首先导通中间复用子模块，对应三角载波tm，然后依次为tp1、tn1、tp2、tn2，以此类推，tpk为上桥臂第k个子模块对应的三角载波，tnk为下桥臂第k个子模块对应的三角载波。以上桥臂为例，需要注意的是，每相桥臂所有子模块全部导通一遍的周期为2π，但是图中第一个2π周期只提到了子模块，但实际上在该2π周期内也按照本发明中的时序同时导通，为了更好地说明，图3中该导通次序在第二个2π周期内给出。也就是说这两个周期是完全相同的工作过程，只是为了叙述的简洁，将上、下桥臂中的n个子模块分两个周期进行描述。由上述分析可知，上桥臂的各个子模块的导通相位角为：前
为了验证本发明所提调制策略的可行性，发明人做如下仿真实验对比和验证：不同子模块个数的传统模块化多电平拓扑(如图1所示)每相子模块个数分别为2*3+2个和2*9+2个，与此对应的中间子模块复用的模块化多电平拓扑(如图2所示)每相子模块个数分别为2*3+1个和2*9+1个。传统模块化多电平拓扑应用载波相移脉冲调制策略(cps‐spwm)，中间子模块复用的模块化多电平拓扑采用本发明所提调制策略。仿真结果如图所示，其中图4a是每相子模块个数为2*3+2个的传统拓扑上桥臂电压输出波形、图4b是每相子模块个数为2*9+2个的传统拓扑上桥臂电压输出波形；图5a是每相子模块个数为2*3+2个的传统拓扑相电压输出波形、图5b是每相子模块个数为2*3+2个的传统拓扑相电压输出波形；图6a是每相子模块个数为2*3+2个的中间子模块复用拓扑上桥臂电压输出波形、图6a是每相子模块个数为2*9+2个的中间子模块复用拓扑上桥臂电压输出波形；图7a是每相子模块个数为2*3+2个的中间子模块复用拓扑相电压输出波形、图7b是每相子模块个数为2*9+2个的中间子模块复用拓扑相电压输出波形。通过图4a与图6a、图4b与图6b、图5a与图7a、图5b与图7b对比可知，二者输出波形完全相同。由此可知，本发明所提应用于中间子模块复用的新型模块化多电平拓扑中的调制策略是可行与有效的。
以上所述仅为本发明的具体实施例，但本发明的结构特征并不局限于此，任何本领域的技术人员在本发明的领域内，所作的变化或修饰皆涵盖在本发明的保护范围之中。