本发明涉及一种电力电子技术领域，特别涉及一种反激式开关电源。
背景技术：
现有的反激式变换器(开关电源)，为了稳定输出电压，需要在输出侧采样输出电压进行反馈，并将误差信号通过光耦输送到原边控制器，原边控制器基于上述误差信号，调整开关管的开关动作，实现输出电压的调节。为了进一步降低成本，在一些小功率的反激变压器，利用原边开关管关断期间，变压器的辅助绕组上感应的电压和输出电压成比例的这一特性，原边的控制器直接在原边基于辅助绕组采样输出电压，实现输出电压的控制，这就是反激式开关电源的原边控制技术。在原边控制中，为了得到输出电压信息，原边开关必须开通关断一次，才能在辅助绕组上采样输出电压。在轻载甚至空载下，为了提高轻载效率和降低待机损耗，原边开关的开关频率在轻载和空载下会下降到很低，也就是说输出电压的采样频率很低。
在很低的开关频率下，若从在空载或轻载的工况下，发生向重载跳变的情况，原边的控制器侦测到输出电压的变化需要较长的时间，将原边的主功率开关管的开关频率提高至与该重载情况相匹配，也需要花费较长时间，输出电压会发生较大的“下跌”现象，动态响应较差。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种改善动态响应的反激式开关电源及其控制电路，解决现有技术存在的负载跳变后发生输出电压下跌的技术问题。
为实现上述目的，本发明提供了第一种反激式开关电源，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则所述副边控制电路控制所述整流管短暂导通；
通过原边控制电路检测流经主功率开关管的负电流来判断所述整流管的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，则判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而控制所述主功率开关管导通。
可选的，所述原边控制电路还包括第一限流模块，所述第一限流模块用于检测主功率开关管的电流，并在主功率开关管的电流达到限流值时对其限流。从而防止原副边直通或共通。
可选的，所述副边控制电路包括第二限流模块，所述第二限流模块用于检测整流管的电流，并在整流管的电流达到限流值时对其限流。
可选的，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，开始检测流经主功率开关管的负电流。
可选的，流经副边绕组的电流下降至零后，检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从整流管关断时刻延迟达到第二时间，此时若主功率开关管未导通，则控制所述整流管短暂导通。
可选的，所述反激式开关电源还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述辅助绕组上连接有用于检测辅助绕组电压的电压检测模块，当流经主功率开关管的负电流达到所述第二阈值时，则控制所述主功率开关管开通。
本发明还提供了第二种反激式开关电源，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则所述副边控制电路控制所述整流管短暂导通；
所述反激式开关电源还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述辅助绕组上连接有用于检测辅助绕组电压的电压检测模块，将所述电压检测模块对辅助绕组的输入电压采样得到第一电压信号，对所述第一电压信号进行伏秒积分，所述伏秒积分的结果达到第三阈值时，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值，当辅助绕组电压小于低阈值时，此时控制所述主功率开关管开通。
可选的，所述对所述第一电压信号伏秒积分是指，将所述第一电压信号转换成相应的电流，并在所述第一电压信号大于零或趋近于零的阈值时，采用该电流对电容充电，所述电容两端的电压表征所述伏秒积分的结果。
可选的，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，将所述伏秒积分的结果与所述第三阈值进行比较。
可选的，对所述第一电压信号伏秒积分，会得到多次伏秒积分的结果，上次伏秒积分的结果低于第四阈值，且当次伏秒积分的结果达到第三阈值，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值，所述第四阈值小于所述第三阈值。
可选的，所述反激式开关电源包括积分控制电路，所述积分控制电路包括电压转电流模块和积分电容，所述电压转电流模块接收所述第一电压信号，并将其转换成相应的电流，所述相应的电流直接或经镜像后对所述积分电容充电，在所述第一电压信号大于零或趋近于零的阈值时开始当次的伏秒积分，并在所述第一电压信号小于零或趋近于零的阈值时对所述积分电容清零或重置。
本发明还提供了第三种反激式开关电源，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
所述反激式开关电源还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述辅助绕组与所述原边控制电路连接；在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则所述副边控制电路控制所述整流管短暂导通；对主功率开关管与原边绕组公共端的电压、主功率开关管的漏源电压或辅助绕组的输入电压进行峰值采样，当前后两次峰值采样电压之差达到差值阈值时，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值，当辅助绕组电压小于低阈值时，此时原边控制电路控制所述主功率开关管开通。
可选的，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，将前后两次峰值采样电压之差与所述差值阈值进行比较。
可选的，对所述主功率开关管与原边绕组公共端的电压、主功率开关管的漏源电压或辅助绕组电压进行峰值采样的期间，若震荡衰减后无法检测到峰值，则以最后一次的震荡峰值作为前次峰值采样电压，整流管短暂导通所引起的电压上升从而被峰值采样所检测，作为后次峰值采样电压。
本发明还提供了第四种反激式开关电源，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
所述反激式开关电源还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述辅助绕组与所述原边控制电路连接；在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则所述副边控制电路控制所述整流管短暂导通；对主功率开关管与原边绕组公共端的电压、主功率开关管的漏源电压或辅助绕组的输入电压进行峰值采样，上次峰值采样电压低于第五阈值，且当次峰值采样电压达到第六阈值时，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值，当辅助绕组电压小于低阈值时，此时所述原边控制电路控制所述主功率开关管开通，所述第五阈值小于第六阈值。
可选的，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，将前后两次采样电压峰值分别与所述第五阈值和第六阈值进行比较。
可选的，对所述主功率开关管与原边绕组公共端的电压、主功率开关管的漏源电压或辅助绕组电压进行峰值采样的期间，若震荡衰减后无法检测到峰值，则以最后一次的震荡峰值作为上次峰值采样电压，整流管短暂导通所引起的电压上升从而被峰值采样所检测，作为当次峰值采样电压。
与现有技术相比，本发明之技术方案具有以下优点：本发明通过检测反激式开关电源的输出电压，在输出电压下跌到相应阈值时，短暂导通位于副边的整流管，由于导通整流管会在原边产生负电流以及辅助绕组上电压的变化，因而可以通过检测流经原边的负电流或检测辅助绕组上电压的变化特征来判断是否发生输出电压下跌，若判断输出电压下跌，则控制位于原边的主功率开关管开通，通过检测流经主功率开关管的负电流、辅助绕组电压积分、多次采样主功率开关管的漏源电压峰值等来判断所述整流管是否导通，以判断副边是否发生输出电压低于阈值电压的现象，从而改善负载跳变时的动态响应，同时本发明能有效防止原副边直通的现象。
附图说明
图1为本发明反激式开关电源实施例一的电路原理图；
图2为本发明反激式开关电源的工作波形示意图；
图3为本发明反激式开关电源实施例二中积分控制电路的电路示意图；
图4为本发明反激式开关电源实施三的波形图；
图5为本发明反激式开关电源实施四的波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
如图1所示，示意了本发明反激式开关电源实施例一的电路结构。本发明的反激式开关电源包括主功率开关管m0、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组np和副边绕组ns，所述的主功率开关管m0与所述原边绕组np连接，所述的整流管与所述副边绕组ns连接。所述的整流管采用晶体管，图1所示施例中采用场效应晶体管(mosfet)作为整流管msr，也称为同步整流管，可以是n型或者p型增强型mosfet，也可以是其他类型的场效应管，对本领域技术人员而言，上述变动均为公知常识。同步整流管也可以作为高侧整流或者低侧整流。
本实施例以n型增强型mosfet为例，当电流从源极流向漏极时，同步整流管导通，当电流反向时，同步整流管关断。同步整流管的正常开通和关断控制电路可以包含在副边控制电路中，也可以是单独的控制电路。
所述反激式开关电源还包括控制电路，所述控制电路包括原边控制电路和副边控制电路，所述原边控制电路与位于原边的主功率开关管m0的控制端连接，所述副边控制电路与位于副边的整流管msr的控制端连接。原边控制电路和副边控制电路可分别制作成集成电路，集成于芯片内可以是部分集成，也可以是全部集成，视元器件以及实际的应用场合确定。所述原边控制电路连接有辅助绕组na，通过辅助绕组na可对原边控制电路供电。
在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则控制所述整流管短暂导通；本发明一般用于断续导通模式(dcm)，在控制所述整流管短暂导通之前，主功率开关管和整流管均处于关断状态。
因为所述整流管短暂导通，会在原边产生负电流，通过检测流经主功率开关管的负电流来判断所述整流管的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，该负电流可以通过电压来表征，本实施例中通过cs引脚上的电压来判断，以此来判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而控制所述主功率开关管导通。
所述原边控制电路还包括第一限流模块，所述第一限流模块用于检测主功率开关管的电流，并在主功率开关管的电流达到限流值时对其限流，从而防止发生原副边直通或共通现象时电流过大。本领域普通技术人员根据说明书的教导，可以知悉限流模块的具体实现方式，故为了视图清晰，限流模块的具体电路未予以示意。所述副边控制电路还包括第二限流模块，用于对流经整流管的电流进行限流，以表面发生直通时电流过大而造成损害。
所述的短暂导通相当于一个脉冲，脉冲的宽度表征短暂导通的时间。对于所述输出电压的连续检测，可以通过副边控制电路实现，根据检测结果来控制所述整流管的状态。
所述原边控制电路连接有辅助绕组na，通过所述辅助绕组na对原边控制电路供电，与原边控制电路的供电引脚vcc连接，所述辅助绕组na与所述变压器耦合，所述辅助绕组na上连接有用于检测辅助绕组na两端电压的电压检测模块，所述电压检测模块由分压电阻r1和r2串联组成，分压电阻r1和r2的公共端与原边控制电路的vs引脚连接。由于辅助绕组na与输出绕组耦合，存在固定的匝比关系。在主功率开关管m0开通时，变压器储能，在主功率开关管m0开通时，副边整流管msr导通，此时在na绕组两端感应的电压与输出电压成比例。原边控制电路通过采样vs引脚电压信息，可以得到输出电压信息。需要指出的是，原边控制电路采样输出电压只能在副边整流管导通期间才能侦测。
电阻r3采样流进主功率开关管m0的电流，r3的一端接原边地(零电位)，当r3上的电压为正电压时表示电流为正。当r3上的电压为负电压时表示电流为负。若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压小于一个较小的设定阈值(低阈值)时，所述低阈值可以为零或接近于零的值，则表示整流管处于关断状态，此时若原边控制电路检测到的负电流达到第二阈值，则控制所述主功率开关管m0开通。这里电压检测模块的作用是为了防止原副边共通，即在开通主功率开关管时，需要判断副边整流管已关断。
对于负电流的检测往往是通过负电压来表征的，如图1所示，主功率开关管m0的第一端与原边绕组np连接，主功率开关管m0的第二端与经电阻r3接地，在主功率开关管m0的第二端与电阻r3的公共端连接电阻r4，电阻r4的另一端连接原边控制电路的检测引脚cs，cs引脚的电压与采样电阻r3的电压相关。cs引脚的电压的极性及大小表征了所采样电流的极性和大小。引脚cs处的电压用于表征所述负电流与表征第二阈值的电压vref2进行比较，从而判断负电流是否达到第二阈值。此外，原边控制电路还包括驱动引脚drv，与主功率开关管m0的栅极连接。
在副边绕组ns与整流管msr的公共端与引脚sw连接。所述副边控制电路还设有输出电压引脚vo，引脚vo与接地引脚gnd之间的电压表征所述输出电压。
如图2所示，示意了本发明反激式开关电源实施例一的工作波形，其他实施例的波形也参考本附图。整流管以mosfet为例，即基于实施例一的电路结构。其中，vds为主功率开关管m0的漏源电压，is为流经主功率开关管m0的电流，vgs为主功率开关管m0的栅源电压。sr为整流管msr的控制信号。其中，det信号为控制所述整流管短暂导通的信号，在检测到输出电压低于相应阈值时，则det信号呈现一个脉冲，以使所述整流管短暂导通。
结合图1进一步阐述本发明的技术方案和工作过程。由于副边电流过零后，激励电感和寄生电容会产生寄生振荡的振荡电流，一般在10个周期左右，为了防止误检测振荡电流作为所述负电流，故在副边电流过零后或整流管关断后，设置延迟第一时间t1，如图2所示，所述第一时间t1可以设置成30us，开始检测流经主功率开关管m0的负电流，即通过引脚cs处进行检测，负电流检测阈值(即第二阈值)可以在-10～20mv左右。若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压为零，即vs＝0时，则表示整流管msr处于关断状态，此时若原边控制电路检测到的负电流达到第二阈值，则控制所述整流管msr开通，以响应副边电压跌落；如未检测到负电流，按照预设的控制来开通。此外，第一时间t1内，如果原边的主功率开关管已经再次开通了，说明开关频率还比较高，则说明不存在动态响应的问题。
关于副边控制电路，在整流管msr按照正常逻辑关断以后，使能输出电压的检测功能，当输出电压小于设定值(即第一阈值)时(如4.75v)，在整流管msr关断后延迟第二时间t2，则短暂开通副边控制电路的整流管msr，以实现向原边“传递”负电流来通知原边开通主功率开关管m0。同时，输出电压的检测也可以一直使能。
所述第二时间t2可以设置成50us左右，50us时间设定的考虑：原边需要在30us以后使能检测负电流，考虑达到一定的容差或余量，副边时间适当长一些。而且，50us的时间，相当于开关频率还有20khz，在这之内，一般也不存在动态响应的问题。一般而言，在副边电流过零时关断整流管，所以将副边电流过零与整流管关断的时刻近似作为同一时刻，但实践中并非严格的同一时刻。
对于整流管msr短暂导通的时间，可以限定在1us之内或左右，具体则需要根据实际参数来设定，除了用时间来限定该短暂导通的时间，也可以根据副边电流来确定这个时间。
本发明需要通过开通主功率开关管m0来对输出电压下跌作出快速响应，因此需要改变主功率开关管m0原有的控制逻辑。所以，需要考虑原副边可能发生直通的问题。位于副边的整流管msr导通的时刻，由于没有原副边导通信息的交互，存在原副边共通导通的可能，因此需要防止原副边共通的技术方案。
一种防止共通的方案是，副边控制电路记下上一周期原边主功率开关管的开关周期，将上一周期原边主功率开关管m0的开通时刻作为当前周期原边主功率开关管m0的预期开关周期；在所述整流管msr关断后，当检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从整流管msr关断时刻延迟达到第二时间t2，若此时还未到当前周期原边主功率开关管m0的预期开通时刻，则控制所述整流管msr短暂导通。
本发明反激式开关电源实施二，也可参考图1，包括主功率开关管m0、变压器和整流管msr，所述变压器包括原边绕组np和副边绕组ns，所述的主功率开关管m0与所述原边绕组np连接，所述的整流管msr与所述副边绕组ns连接；在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则控制所述整流管短暂导通。此外，与实施例一相同的部分，可参考实施例一的相关描述。
所述反激式开关电源还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述辅助绕组上连接有用于检测辅助绕组电压的电压检测模块，所述电压检测模块由分压电阻r1和r2串联组成，分压电阻r1和r2的公共端与原边控制电路的vs引脚连接。将所述电压检测模块对辅助绕组na的输入电压采样得到第一电压信号v1，对所述第一电压信号v1进行伏秒积分，即电压对时间积分，所述伏秒积分的结果达到第三阈值vref3时，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值，当辅助绕组电压小于低阈值时，此时控制所述主功率开关管开通。本实施例二与实施例一的不同在于，实施例一通过原边的负电流检测，而本实施例二通过辅助绕组电压的伏秒积分来检测，其目的是相同。
所述对所述第一电压信号积分是指，将所述第一电压信号v1转换成相应的电流，并在所述第一电压信号大于零或趋近于零的阈值时，并采用该电流对电容充电，所述电容两端的电压表征所述伏秒积分的结果。当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，将所述伏秒积分的结果与所述第三阈值进行比较。对所述第一电压信号进行伏秒积分，会得到多次伏秒积分的结果，上次伏秒积分的结果低于第四阈值，且当次伏秒积分的结果达到第三阈值，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值，所述第四阈值小于所述第三阈值。
实现对第一电压信号伏秒积分的积分控制电路如图3所示，包括电压转电流模块和积分电容c1，所述电压转电流模块接收所述第一电压信号v1，并将其转换成相应的电流，所述相应的电流经镜像(由镜像模块实现)后对所述积分电容c1充电，在所述第一电压信号v1大于零或趋近于零的阈值(vth_low)时开始当次的积分，并在所述第一电压信号小于零或趋近于零的阈值时对所述积分电容c1清零或重置。
所述电压转电流模块包括运放a1、晶体管m1和电阻r5，所述晶体管m1和电阻r5串联，运放a1的输出端与所述晶体管m1的控制端连接，所述运放a1的第一输入端接收所述第一电压信号v1，其第二输入端与所述晶体管m1和电阻r5的公共端连接，转换得到的电流值为v1/r5，再经镜像模块镜像后对积分电容c1充电，其中镜像模块的比例系数为1:1，也可以采用其他比例系数。所述的积分电容c1的两端并联有晶体管m2，所述第一电压信号v1和零或趋近于零的阈值vth_low在比较器comp1中进行比较，所述比较器comp1的输出端与所述晶体管m2的控制端连接，即在所述第一电压信号v1低于零或趋近于零的阈值vth_low时，所述晶体管m2导通，对所述积分电容c1清零或重置，通过对地放电实现，在所述第一电压信号v1达到零或趋近于零的阈值vth_low时，所述晶体管m2断开，镜像出的电流对所述积分电容c1充电。运放a1和比较器comp1中接收所述第一电压信号v1的输入端与图1中的vs引脚连接。所述电压转电流模块可以包括于原边控制电路中，但不一定要集成于片内，也可作为单独的电路。
本发明反激式开关电源实施例三的基本电路结构也可参考图1，其包括主功率开关管m0、变压器和整流管msr，所述变压器包括原边绕组np和副边绕组ns，所述的主功率开关管m0与所述原边绕组np连接，所述的整流管msr与所述副边绕组ns连接。
在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值vref1时，则控制所述整流管msr短暂导通；对主功率开关管m0与原边绕组np公共端的电压或主功率开关管m0的漏源电压进行峰值采样，在存在辅助绕组的情况下，还可以采样辅助绕组的输入电压峰值，当前后两次峰值采样电压之差δv达到差值阈值δvref时，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值vref1，当辅助绕组电压小于低阈值时，此时控制所述主功率开关管m0开通。由图2可知，当整流管msr短暂导通时，主功率开关管m0与原边绕组np公共端的电压或主功率开关管m0的漏源电压会升高，所以采用前后两次采样电压峰值之差δv是否达到差值阈值δvref来判断。对于采样主功率开关管m0与原边绕组np公共端的电压或主功率开关管m0的漏源电压中的采样技术，相对较为常规，故未予以示意。当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间t1后，将前后两次采样电压峰值之差与所述差值阈值进行比较，每个实施例中的第一时间t1之具体时间长度可以有所不同。对于实施例一中的防止共通的技术，也同样可以应用于其他实施例中，在本实施例中，例如，设置第二时间来防止共通，流经副边绕组的电流下降至零后，检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从整流管关断时刻延迟达到第二时间，此时若主功率开关管未导通，则控制所述整流管短暂导通。本实施例三的相关波形图可参考图4所示，以采样漏源电压峰值为例，当发生整流管短暂导通时，则漏源电压峰值陡增，故可以通过前后两次差值来进行判断。
本发明反激式开关电源实施例四，其基本结构仍参考图1，包括主功率开关管m0、变压器和整流管msr，所述变压器包括原边绕组np和副边绕组ns，所述的主功率开关管m0与所述原边绕组np连接，所述的整流管msr与所述副边绕组ns连接。
在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值vref1时，则控制所述整流管msr短暂导通；对主功率开关管m0与原边绕组np公共端的电压或主功率开关管m0的漏源电压进行峰值采样，在存在辅助绕组的情况下，还可以采样辅助绕组的输入电压峰值，上次的峰值采样电压低于第五阈值vref5，且当次峰值采样电压当次第六阈值vref6时，其中，所述第五阈值vref5小于第六阈值vref6，则判断反激式开关电源的输出电压低于第一阈值vref1，当辅助绕组电压小于低阈值时，此时控制所述主功率开关管m0开通。当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，将前后两次采样电压峰值分别与所述第五阈值和第六阈值进行比较，以避免前期震荡的影响。由图2可知，当整流管msr短暂导通时，主功率开关管m0与原边绕组np公共端的电压或主功率开关管m0的漏源电压会升高，为了防止震荡或其他干扰因素，所以采用两级阈值的方式进行判断，当前一次低于第五阈值vref5时，后一次仍能达到第六阈值vref6，即确认确实存在整流管msr短暂导通，此时说明发生了输出电压“下跌”的现象。对于采样主功率开关管m0与原边绕组np公共端的电压或主功率开关管m0的漏源电压中的采样技术，相对较为常规，故未予以示意。本实施例三的相关波形图可参考图5所示，以采样漏源电压峰值为例，当发生整流管短暂导通时，则漏源电压峰值陡增，故可以通过前一次峰值低于第五阈值vref5，后一次峰值高于第六阈值vref6来进行判断。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。