相关申请的交叉引用
本申请要求2017年5月10日提交的以及题为“模块化中压快速充电器”的美国临时申请号62/504,247的优先权，其整体因此通过引用合并在本文中。
本公开一般来说涉及基于固态变压器(“sst”)的中等电压整流器，更具体但不限于的是，本公开涉及实现为电动车充电器的基于sst的模块化中压整流器。
背景技术
整流器(诸如例如固态整流)是将交流(“ac”)转换成直流(“dc”)的电装置。在一些情况下，使用整流器生成的dc可以用于对一个或多个装置、电路或其他dc负载进行操作或供电。
技术实现要素：
在一个示例中，系统包括一个或多个功率电子转换器，连接到电网；和整流器。系统还包括功率因数校正(“pfc”)转换器，包括一个或多个三电平升压(“tlb”)功率电子转换器，tlb功率电子转换器包括一个或多个输入端和输出端。系统还包括一个或多个dc/dc转换器，dc/dc转换器包括多个输入端。tlb转换器的输入端可以串联连接并且tlb转换器的输出端连接到dc/dc转换器的输入端。系统还包括输入接口，用于测量整流器输入电流、电网电压以及tlb转换器输出电压。系统还包括处理装置，用于通过应用一个或多个控制信号到每个tlb转换器的多个有源半导体开关中的每一个来控制整流器输入电流以与电网电压同相。
本公开的实施例的更多的特征和优点将在后续的说明中给出，根据该说明将部分地变得明显，或通过实施这些实施方式而被理解。上述内容并非整体概览，并且不是用于明确关键元件或示出范围。相反，上述内容明确了实施例的一些方面，作为如下的详细说明的前奏。
附图说明
图1是根据一些方面的sst连接的混合微电网的示意图。
图2是根据一些方面的tlb拓扑的四个操作模式的示意图，四个操作模式可以通过两个开关装置的各种状态限定。
图3是根据一些方面的各种操作模式分布以及相应的电流波纹斜率和操作区域的表。
图4示出了根据一些方面的调制、采样以及预测控制的预测原则的示例。
图5示出了根据一些方面的在采样瞬间的电流扰动。
图6是根据一些方面的预测控制的时间相对z单位值相对电流误差δil的三维绘图的图。
图7示出了根据一些方面的针对tlb交错预测控制以及外部电压回路的pfc控制实现图。
图8示出了根据一些方面的在pwm上升沿或下降沿之一过于接近计算起始的采样点的时候发生的一个周期延迟。
图9是根据一些方面的具有一个周期延迟和前沿(leading-edge)调制的时间相对z单位值相对电流扰动δil的三维绘图的图。
图10是根据一些方面的具有一个周期延迟和前导三角(leading-triangle)调制的时间相对z单位值和电流扰动δil的三维绘图的图。
图11示出了根据一些方面的n开关多电平升压拓扑预测控制图的示例，其中m个tlb转换器串联连接。
图12示出了根据一些方面的使用预测控制器的每个开关的占空比。
图13示出了根据一些方面的具有预测控制器的双核数字信号处理器(“dsp”)。
图14是根据一些方面的mv快速充电器转换器的示意电路图。
图15是根据一些方面的显示各种电路参数值的表。
图16-19示出了根据一些方面的预测控制在15kw和50kw应用于mv快速充电器与pi控制器的比较结果。
图20是模拟总谐波失真(“thd”)的图。
图21示出了根据一些方面的动态响应，其中轻负载在0.25秒被开关，并且在0.5秒有源负载返回到50kw。
图22-23示出了根据一些方面的电感估值等于0.75mh和0.6mh的模拟结果。
图24-25示出了根据一些方面的1μs计算延迟的前沿调制和前导三角调制的比较模拟结果。
图26示出了根据一些方面的使用输入级pfc控制的50kwmv快速充电器的原型机。
图27-29示出了根据一些方面的单个tlb输入馈送到隔离的dc/dc转换器的实验结果。
图30示出了根据一些方面的使用输入级pfc控制的mv快速充电器原型机的实验结果。
图31示出了根据一些方面的通过实施软开关来最小化损失。
图32示出了根据一些方面的称为无源npc双有源桥(“npc-dab”)的拓扑。
图33示出了根据一些方面的npc-dab的初级到次级相移、初级侧占空比以及次级侧占空比的示例。
图34示出了根据一些方面的有源npc可以用作dab拓扑的一部分的示例。
图35示出了根据一些方面的外部开关软开关的电路中随着时间变化的电压以及电流路径。
图36示出了根据一些方面的内部开关软开关的电路中随着时间变化的电压以及电流路径。
图37示出了根据一些方面的新开关何时可以导通和关断的示例。
图38示出了根据一些方面的第一软开关模式的示例，其中初级侧电压上升沿领先于次级侧电压上升沿。
图39示出了根据一些方面的第二软开关模式的示例，其中次级侧电压上升沿领先于初级侧电压上升沿。
图40示出了根据一些方面的第三软开关模式的示例，其中次级侧电压上升沿介于初级侧电压下降沿以及初级侧电压上升沿之间。
图41示出了根据一些方面的相对于不同相移和初级侧占空比的不同电压传输率的示例。
图42示出了根据一些方面的软开关区域可以大于优化的全桥dab的示例。
图43-46示出了根据一些方面的无源和有源npc之间的性能比较的示例。
图47-49示出了根据一些方面的快速充电器应用中的用于全桥dab(“fb-dab”)，npc-dab以及有源npc-dab(“a-npc-dab”)的软开关区域。
图50示出了根据一些方面的移除了三电平升压级的多单元升压拓扑的示例。
图51示出了根据一些方面的dc/dc转换器初级侧npc开关的示例，dc/dc转换器初级侧npc开关包括在三个不同模式中操作的辅助电容器。
图52示出了图51中模式2的电路的等效电路的示例。
图53示出了根据一些方面的列出各种电容器中的每一个的初始条件和最终电压的表。
图54示出了根据一些方面的具有用于减少在npc内部开关中导通电压的外部电容器的初级侧拓扑。
图55示出了根据一些方面的瞬变过程中具有外部电容器的等效电路。
图56示出了根据一些方面的导通电压随着外部电容减少的绘图的示例。
图57示出了根据一些方面的保护电路，其可以位于电网和充电器之间。
图58示出了根据一些方面的mv快速充电器系统中实现的保护电路的示例的示意图。
图59示出了根据一些方面的mv快速充电器系统中实现的具有15kvmosfet的保护电路的示例的示意图。
图60示出了根据一些方面的mv快速充电器系统中实现的具有sicmosfet和更高输入电压的保护电路的示例的示意图。
图61示出了根据一些方面的用于较高输入电压的广义保护电路的示例的示意图。
图62-64示出了根据一些方面的保护电路对在ac输入端30kv1.2/50μs电压脉冲的模拟响应的示例的图示。
图65-67示出了根据一些方面的保护电路对在ac输入端12kv,60hz过电压的模拟响应的示例的图示。
图68-70示出了根据一些方面的保护电路在快速充电器整流器二极管之前对短路状况的模拟响应的示例的图示。
图71-72分别示出了根据一些方面的具有环形核的脉冲变压器的示例的透视图和横截面视图。
图73示出了根据一些方面的图71-72中的脉冲变压器的耦合电容的等效电路的示例。
图74-77示出了根据一些方面的脉冲变压器的示例，并且大约为25分硬币的大小。
具体实施方式
本公开的一些方面和特征是关于模块化中压整流器和中压快速充电器作为本公开的优选实施例。在某些方面，该模块化中压快速充电器可以包括：(1)pfc用于串联交错的多单元三电平升压(“simcb”)转换器，(2)有源中性点箝位(“npc”)双有源桥(“dab”)调制方案以实现软开关，(3)辅助电容器用于减少npcdab关断电压，(4)全面的和可扩展的保护电路，以及(5)具有骨架(bobbin)的高隔离脉冲变压器，用于减少脉冲变压器的耦合电容。
到ac源(例如电网)的连接装置可以包括升压转换器，用于调整功率信号的电压和电流。升压转换器基于ac源电压和电流的相位和幅度，可以具有不同的操作模式。在某些方面，使用覆盖升压转换器的不同模式中的每一个的单个等式，pfc控制器可以确定升压转换器的占空比。该pfc控制器可以使用该单个等式来改进升压转换器的性能。
在一些实施例中，预测pfc控制器可以在单个开关周期中精确地为simcb转换器的不同操作区域预测输入电流，而无需检测simcb的操作区域。pfc控制器可以用于控制m个串联交错的三电平升压(叫做多单元拓扑)，其中m是串联连接的三电平升压级的数量，如图11所示。在一些实施例中，控制m个串联交错的三电平升压可以有利地提供更稳定的系统操作，这可避免操作模式的开关，以提供预测控制。在一些实施例中，预测pfc控制器可以通过使得升压级能够以更低的开关频率操作和减少升压级开关损失来产生更高质量的输入电流波形。在一些实施例中，预测pfc控制器可以使用单个等式并在三角载波的中点处采样，以较低的控制复杂度提供更高的性能。零交叉点附近的输入ac电流失真可以通过预测pfc控制器显著改善，并且可以实现低输入电流总谐波失真(“thd”)。
在一些实施例中，预测控制器可以对多单元三电平升压的不同工作区域使用通用等式来减少控制复杂度。该预测pfc控制器可以在交错频率工作，这可以通过开关频率乘以串联连接的升压级的数量(例如在图11示出的系统中，升压级的数量是2m)来确定。从通用等式产生的下一状态占空比可以即时地应用到多单元三电平升压的每一个开关上，其可以提供能够实现的最快的控制。在一些示例中，预测pfc控制器提供预测电流控制，其可以导致thd减少并且可以极大地最小化电流零交叉点周围的电流失真。在另外的或者备选的示例中，具有预测控制器的高带宽系统通过减少无源组件的尺寸可以具有系统级别的益处，无源组件包括输入滤波器、输入电感器以及dc链路电容器。以下包括的模拟和实验结果显示预测pfc控制器可以为mv快速充电器实现控制目标。在一些情况下，升压级的模式显示开关频率可以减少到10khz(同时保持输入电流thd低于2％)，相对于在25khz操作，可以减少130w功率损失。
此处给出这些演示的示例是为了向读者介绍此处讨论的大致主题，而非限制公开的概念的范围。后续部分描述了各种额外的特征，以及结合附图的实施例，这些附图中相同的标号表示相同的元件，方向性的描述是用于说明示例的方面，但是只是作为示例，而非用于限制本申请。
在一些实施例中，基于sst的中压(“mv”)整流可以具有高能效。基于sst的mv整流可以用于风力涡轮机、太阳能光电板、电池存储以及电动车应用，如图1所示。
图1是根据一些方面的通过sst连接到mv电网的混合微电网的示意图。
在图1的示例中，该sst可以是中压ac和低电压dc、和低电压ac之间的接口。宽带隙(“wbg”)装置(例如碳化硅(“sic”)装置)可以使得基于sst的mv整流器能够在更高的开关频率中操作，其中损耗极大减少并且功率密度显著提升。模块化mvwbg快速充电器可以使用wbg半导体功率装置来减少整个系统成本、减损提效并减少体积和重量。
用于串联交错的多单元三电平升压功率因数校正转换器的预测控制的系统和方法的示例
在一些实施例中，tlb拓扑可以串联堆叠以满足中压应用的高电压要求。通过交错升压级，输入电感器的尺寸可以被减小。
在一些方面，tlb拓扑的预测电流控制是基于交错的前导三角调制。预测电流控制可以提供稳定的性能和明显的thd以及零交错失真改善。在交错开关形式中，尽管动态模型对于两个工作区域不同，下一状态占空等式却是一样的。通过应用前导三角调制和合适的采样策略，可以实现平均的电流控制。在一些实施例中，稳定性分析可以显示基于交错的前导三角调制的预测电流控制可以内在地稳定并提供单个周期或基本上实时预测。
在另外的或备选的方面，基于交错的前导三角调制的预测电流控制可以与n-开关升压拓扑一起使用。例如，用于mv快速充电器的七电平升压拓扑，对于总的dc链路电压为4.8kv，输出功率50kw可以产生良好的输入电流thd和稳定性能。
tlb拓扑可以具有四个操作模式，由两个开关装置(s1,s2)的四个可能的状态限定。例如，图2是根据一些方面的三电平升压(“tlb”)拓扑200的四个操作模式的示意图，可以由两个开关装置的各种状态限定。在图2的实施例中，tlb拓扑可以具有4个操作模式，可以由两个开关装置的4个可能的状态限定，即图2所示的(1,1)，(1,0)，(0,1)，(0,0)。
在某些方面，tlb200可以交错调制操作，意为两个开关可以使载波波形偏移180度。该交错模式可以降低最大电流波纹到
tlb操作可以由两个完全不同的操作区域限定，通过比较输入电压vin和dc链路电容器电压vc1＝vc2＝vdc/2来确定，假设电容器电压是平衡的。在一些实施例中，tlb的转换率与传统的升压转换器
在第一区域中，
在上述等式中，d为占空比，fs为交错tlb的每个开关的开关频率。在一些情况中，可以假设tlb以交错开关的形式工作。使得有源上波纹时长可以为
在第二区域中，
在一些示例中，tlb中的两个工作区域共享相同的平均模型，如在单个升压多回路pi控制器设计中。但是，tlb的电流波纹等式却不相同，这就意味着tlb中的两个工作区域的动态等式并不相同。在一些示例中，这会增加额外的复杂度到现有的tlb系统。例如，现有的或传统的系统可能涉及通过比较输入电压和dc母线电压的一半来检测区域，或者涉及开关函数来在两个动态等式之间开关。较之电压比较区域检测，开关函数方法可以用于逻辑组合控制参考，因为输入电压的感测噪声会为比较方法提供另外的复杂性。现有的预测控制器方法可以包括识别操作的区域并且n电平升压可以具有2n-1个操作模式和n-1个工作区域，在使用多个单元的时候可以使得区域检测更为困难。
本公开的实施例相对于传统的系统和方法更为有益。例如，通过将动态电路模型变换成离散时帧并应用通过估计下一状态电流而确定的最优占空比，较之pi电流控制方法，本申请描述的预测电流控制方法可以提供更快的动态响应和更高的准确度。
在一些方面，使用前导三角调制技术的预测控制可以避免选择正确操作区域的步骤。预测控制可以使用前导三角调制技术，并且电流可以在三角载波的峰值处被采样，即上或下电流波纹的中点处。给定采样点，就可以进行预测，以迫使波纹电流的下一中点跟随电流参考。例如，图4示出了根据一些方面的预测控制的调制、采样和预测原则的一些示例。
在图4的示例中，示出了两个工作区域的电感器电流波形以及开关门脉冲信号。在本示例中，预测pfc控制器的调制、采样以及预测原则控制何时开关占空比超过50％以及何时开关占空比低于50％。对于工作区域
在一些实施例中，将上述等式(2)和(3)代入该等式解出占空比：
对于工作区域采样点可以位于向上波纹的中点处。向上波纹的一半、向下波纹以及向上波纹的另一半可以被预测。与上述分析类似，电流波形等式为：
在一些示例中，将(5)和(6)代入该等式得出：
在一些实施例中，由于等式(9)和(12)是一样的，可以执行使用前导三角调制的预测控制方法，而无需检测工作区域。上述等式(9)和(12)均包括静态分量
在一些实施例中，由于所述控制可以基于物理模型，电感值的准确估计可以作为操作pfc的一部分。该pfc函数可以涉及大的电流变化范围，并且由于饱和效应，输入电感值可以变化。电感值错误可以造成振荡甚至控制器不稳定。该采样精度也可以影响预测pfc的性能，使得对于控制器的抗干扰能力要求较高。电感l以及输入电流采样il在(12)中可以是线性关系，但是符号相反。使得电流采样误差δil可以被视为负电感值误差δl。在本示例中，可以假设低频率值vbus和|vin|是精确的。
可以使用扰动方法来测试所述转换器的稳定性。如上所述，在对电感值具有准确的估值的理想情况下，一个开关期间的所述占空比可以为：
但是，在实际情况中，电感的估值可能是：
图5描述了在n采样瞬间的电流扰动。
在一些方面，z0＝2l0fs和z＝2lfs以及占空比可以记为以下等式：
δil[nts]＝iavg_ref[nts]-il[nts](15)
δil[(n+1)ts]＝δd[nts]·(m1-m2)·ts(17)
在上述等式中，m1和m2为向上和向下电感器电流波纹斜率。在任一该工作区域中的斜率差值m1-m2是
根据等式(19)可以得出对于z＞z0并且稳定标准可以是z＜2z0。当z0-z分量为负，稳定过程可以包括振荡。当z＜z0，系统可以稳定而无振荡。
图6为根据一些方面的用于该预测控制的时间相对z单位值相对电流误差δil的三维绘图的图。
在图6示出的示例中，在时间0处可以施加扰动。当电感估计正确的时候，预测控制器可以消除下一周期中的干扰。在一些实施例中，如果电感估值低于实际值，电流扰动可以被补偿而无振荡。
图7为针对tlb交错预测控制和外部电压回路的pfc控制的实现图。
该预测控制或控制器可以在交错频率下操作，该交错频率是tlb的开关频率的两倍。针对每个开关的预测计算可以交替使用参数来执行，所述参数包括下一周期参考电压、电感器电流、输入电压绝对值、总的母线电压以及在最近的半开关周期中捕获的每个电容器的电压。在所述计算之后，下一占空比可以应用到两个开关上。进而，可以实现其中一个开关的上升沿时间以及另一个开关的pwm的下降沿时间。
在一些实施例中，串联交错的多单元tlbpfc的预测控制，通过不检测工作区域，可以更快、更准确并且使用更少的处理功率。在某些方面，通过避免区域变化的错误检测，预测控制可以更稳定。
对于多电平转换器，分离dc母线在电容和等效串联电阻(“esr”)方面的失配可以导致电压失衡。在应用多电平转换器的时候可以包括额外的电压平衡回路。可以使用在sst中使用的用于多电平转换器的平衡策略，使得n开关多电平转换器所需的最小平衡控制器为n-1个。
在交错频率操作的预测控制器的一些示例中，平衡控制器可以作为平衡分量被整合到预测等式，其如下：
在上述等式中，f(±(vcap1,vcap2))为用于平衡控制的补偿分量(pi或p)。
在一些情况中，上述平衡方式可以保持向上或向下电流波纹一直不变，并且收缩或延伸另一电流波纹。例如，在第一区域中
在一些示例中，在时间nts随着电流扰动，计算的占空比为：
类似地，在时间点(n+1)ts：
与前沿调制(其应用的占空比是在(n+1)ts)不同，前导三角调制将占空比变化分布到上升和下降沿二者之中。尽管边缘之一失去执行的机会，另一者具有整个周期时间来执行。因而，应用在(n+1)ts的占空为：
并且在时间(n+1)ts的占空比变化为：
并且产生的电流扰动为：
其可以记为如下：
该离散的时间表达可以变换到z域：
δi(z)＝(1-k)δi(z)z-1-kδi(z)z-2+u(z)(26)
其中
稳定性标准是单元周期中的极点：
对于z＜z0其一直为真。
图9为根据一些方面的具有一个周期延迟和前沿调制的时间相对z单位值相对电流扰动δil的三维绘图的图。在前两个采样周期处应用了电流扰动。为了比较，图10示出了一个前导三角调制图。
如图所示，具有电流扰动的系统相较于前沿调制是稳定的，前导三角调制具有振荡更小和阻尼更快的优点。
以上描述了tlb中提出的方法的简约性和稳定性。由于在公用事业应用中电压水平和递送功率增加，单个tlb会受到两个开关的电压额定的影响。将串联的多个tlb进行级联以形成多单元升压拓扑可以提供更高的输入电压给中压应用。在一些实施例中，可以执行n-开关升压预测控制。
图11示出了根据一些方面的n开关多电平升压拓扑预测控制图的示例，具有m个串联连接的tlb转换器。
每个tlb可以交错的形式工作，并且每个tlb可以通过相移
因而在每个区域中的预测电感器电流等式为：
解出以上等式，区域指数m可以被消除，并且对于n电平的升压最终预测占空比为：
采样和计算可能在每个开关的pwm导通的中间处发生。该计算可以在交错时期1/nfsw之一中完成。计算而来的预测占空比可以在所有开关中实施。图12描述了使用预测控制器的每个开关的占空比。
由于采样和计算可以在交错频率操作，高速计算可以用于避免溢出。双核数字信号处理器(“dsp”)可以协助将高速计算跟其他常规计算区分开来。例如，图13示出了根据一些方面的具有预测控制器的dsp。
模拟结果的图示示例
图14为mv快速充电器转换器的简化电路图。
图14中的mv快速充电器可以包括二极管整流器、三个通过它们的输入端串联耦合的tlb转换器以及三个通过它们的输出端并联耦合的隔离的npc/dc/dc转换器。二极管整流器可以与小的输入滤波器一起直接耦合到mv电网。每个tlb转换器的输出可以馈送到两个dc链路电容器，其中所有6个电容器形成4.8kvdc母线。npc转换器可以作为tlb的负载，将能量从每个tlb的电容器以50-500vdv传输到输出端并提供电流隔离。输入串联输出并联(“isop“)配置可以使拓扑能够有高输入电压(2.4kv)并输出高功率(50kw)。
在一些方面中，使用前导三角调制的预测pfc控制可以应用到mv快速充电器以在较大负载范围上实现输入电流的低thd。
在一些示例中，作为验证和表征控制性能的方式之一，在psim平台中设置了模拟模型。在本示例中，npc负载级可以建模为电阻负载并且电路参数值在图15中列出。
在本示例中，负载范围测试可以基于日产聆风的充电分布来执行，其范围是15kw到50kw。还模拟了pi电流控制器用于比较。该模拟结果如图16-19所示。
图16-19示出了根据一些方面的在15kw到50kw应用于mv快速充电器的预测pfc控制相较于pi控制器的结果。
图20为描绘模拟的thd的图。在图20中绘制的该模拟的thd显示在一些示例中，预测控制的性能没有受到负载变化的影响。
图20示出的示例显示了具有pi控制的预测控制和负载变化之间的thd的比较。
在一些实施例中，对于该mv快速充电器的前端的动态模拟是通过在全负载(50kw)和轻负载(15kw)之间转换npc负载来完成的。该动态响应如图21所示，根据一些方面，其中轻负载是在0.25秒接通，并且在0.5秒的时候有源负载返回到50kw。
预测pfc控制器的敏感度到一个周期延迟的影响的参数变化到前沿和三角边缘调制策略的模拟可以使用从0.8mh到0.74mh变化的滚降(roll-off)电感完成。图22到23分别示出了根据一些方面的等于0.75mh和0.6mh的电感估值的模拟结果。
图22到23示出了在额定电压处在50kw以及25khz开关频率进行的模拟。图22到23示出了高估的电感值，系统可以开始振荡。图24到25示出了具有1μs计算延迟的前沿三角调制以及前导三角调制的模拟结果的比较。其中显示前沿调制由于一个周期延迟而引起振荡，而前导三角调制保持稳定。
在一些实施例中，前沿调制可以由于一个周期延迟而引起振荡，而前导三角调制保持稳定。
实验结果的图示示例
图26描述了根据一些方面的使用输入级预测pfc控制的50kwmv快速充电器原型机。选定的装置的示例跟上述模拟中使用的是一样的，除了电阻负载可以换成三个npc有源负载。
预测pfc控制策略以及整个pfc和npc控制算法可以在数字信号处理器(“dsp”)中实施(例如商业可得的tms28377d的版本)。该dsp可以具有两个处理核，允许高带宽预测pfc控制被分配到核之一，并且其他低带宽控制——包括dc链路电压控制、npc输出电压控制以及电容器电压平衡控制——被分配到另一个核，使得一个周期延迟的影响期间尽可能短。
基于参数敏感模拟以及核规格，估计的电感可以选为0.6mh。图27-29示出了根据一些方面的单个tlb馈送到隔离的dc/dc转换器的实验结果。
在实验验证中，图27示出了运算延迟的测量，为3.3μs。在图28中，应用了在400v输出电压处将递送50kw功率的额定负载3.2ω，单个模块的输入电压的测试是600vrms，以深蓝线条示出，并且输入电流为16arms，为绿色线条。
在图29中，应用了在400v处将递送15kw功率的轻负载11ω，单个模块tlb馈送有750vrms输入电压，深蓝色线条示出了整流器之后的输入电压。并且输入电流——即浅蓝色线条——为7arms。全负载输入电压测试可以使用400v输入进行，输入电流可以为11a，前40个谐波列出。对于全负载，输入电流thd可以低于2％。
还进行了三模块初步测试。输入rms电压为2.32kv，并且整体母线电压为4.8kv。如图30所示，输入电压波形以浅绿色中，以及洋红线为输入电流波形，并且蓝色为输出电压。
在一些实施例中，初始测试输出50.4kw到负载，输入rms电流22.8a且输入电流thd3.5％以及输出电压为396v。
宽输入宽输出电压变化下的软开关的图示示例
图31示出了，根据一些方面的快速充电器的效率
在一些方面，快速充电器的效率可以通过最小化npc开关(图14种描述的开关s1、s2、s3、s4、s5以及s6)的损失来改进。
在一些示例中，所述损失可以通过实施软开关来最小化。例如，通过确保在通过装置的电压或电流为零的时候所有装置都关断，就可以产生软开关，如图32所示。
在一些示例中，通过控制变压器漏电感，npc的开关损失可以减少。通过在次级上用开关替换二极管，可以形成不同的拓扑，称为npc双有源桥(“npc-dab”)，如图32所示。
在一些示例中，外部开关仍然在硬开关下工作。在另外的或者备选的示例中，开关频率被开关损失限制在100khz。
在另外的或者备选的示例中，调制方法——例如控制初级占空比、次级占空比以及初级侧和次级侧之间的相移——被用于延伸软开关区域。变化的开关频率调制可以实现软开关pfc功能。例如，dab的输入电压可以从零到某些预定最大值变化，而输出电压稳定在某些目标电压值。
图33示出了根据一些方面的npcdab的初级侧到次级侧相移、初级侧占空比以及次级侧占空比的一个示例。
初级侧到次级侧相移d1ts，初级侧占空比d2ts，以及次级侧占空比d3ts为dab的3个控制自由。这3个自由度可以用于在某些条件下实现软开关。
图34示出了根据一些方面的有源npc可以用作dab拓扑的一部分的示例。在一些实施例中，有源npc可以使用有源开关替代二极管，如图34所示。
在另外的或者备选的示例中，使用新的调制方案，有源npc零电压开关(zvs)可以用在dab拓扑中。通过引入可控开关到npc拓扑并加以适当控制，可以实现对所有开关的软开关。在一些示例中，系统损失减少了，并且转换器操作频率可以增加，导致更高的功率密度和更高的效率。
图35描述了根据某些方面的，在用于外部开关软开关的电路中的电压随时间和电流路径变化的示例。
在如图35所示的示例中，在t0和t1之间，两个内部开关(sw2、sw3)导通并且电感电流循环。在t1和t2之间，开关sw3关断。由于sw5和sw6依然导通，电流依然找得到路径，因此不会发生谐振充电或放电。在t2和t3之间，sw5和sw6可以关断，这使得循环电流路径被切断。如果循环电流保持为负，外部开关sw1电容器可以放电。在某些示例中，通过在负电流时控制sw5和sw6关断，可以增大软开关范围。在t3和t4之间，外部开关sw1在零电压下导通。
图36描述了根据某些方面的在用于内部开关软开关的电路中的电压随时间和电流路径变化的示例。
在如图36所示的示例中，在t0和t1之间，上部两个开关(sw1和sw2)可以在电感器具有正电流时导通。在t1和t2之间，外部开关sw1可以关断，这使得电流停止循环。响应于电流不循环，外部开关sw1、内部开关sw3、和sw5开始谐振。在某些示例中，内部开关sw3具有完全放电其体电容器的路径，而不会以无源性npc与sw4和sw6的体电容器谐振。在t2和t3之间，sw5可以放电到零电压，体二极管可以导通，并且mosfet可以导通。在t3和t4之间，内部开关sw3可以在零电压下导通。
图37描述了根据某些方面，新开关何时可以导通和关断的示例。
在某些示例中，可以在外部开关sw1或sw4关断后不久在死区时间内导通新的开关。在附加或另外的示例中，可以在内部开关sw2或sw3关断后不久在死区时间内导通新的开关。
图38为根据某些方面的描述了第一软开关模式的示例，其中初级侧电压上升沿早于次级侧电压上升沿。
在某些示例中，软开关限制条件可以为：
il(t0)＞0，il(t5)＜0
图39为根据某些方面的描述了第二软开关模式的示例，其中次级侧电压上升沿早于初级侧电压上升沿。
在某些示例中，软开关限制条件可以为：
il(t0)＞0，il(t1)＜0
图40为根据某些方面的描述了第三软开关模式的示例，其中次级侧电压上升沿在初级侧电压下降沿与初级侧电压上升沿之间。
在某些示例中，软开关限制条件可以为：
il(t0)＞0，
il(t1)＜0，il(t2)＜0
基于三种模式的各个软开关限制条件，可以生成相对于不同相移和初级侧占空比的不同电压传输比的软开关区域。
图41描述了根据某些方面的相对于不同相移和初级侧占空比的不同电压传输比的示例。在这个示例中，k＝v2/v1，d1涉及初级侧和次级侧之间的相移比，并且d2涉及如上文所述的初级侧占空比。
与在dab中应用的无源npc相比，有源npc可以实现非常大的负载范围的所有开关的零电压开关。图42为根据某些方面的显示了软开关区域甚至可以大于优化的全桥dab的示例。
图43至图46描述了根据某些方面的无源和有源npc的性能比较的示例。图43为轻负载下的有源npcdab外部开关的示例，并且图44为轻负载下的无源npcdab外部开关的示例。
在轻负载下电感器电流可以在死区时间内转换为正，这可以导致无源npc外部开关电压再次上升。有源npc中额外的开关可以保护电流在死区时间内不改变方向。
图45为轻负载下的有源npcdab内部开关的示例，并且图46为轻负载下的无源npcdab内部开关的示例。
如上文所述，无源npc会导致两个内部开关的硬开关。在某些示例中，体电容器电压可以降低将近一半，但实现不了zvs。由于内部开关在死区时间内被额外的开关所短路，有源npc可以实现zvs。
图47至图49描述了根据某些方面的在快速充电器应用中的示例全桥dab(“fb-dab”)、npc-dab和有源npc-dab(“a-npc-dab”)的软开关区域。图47显示了全桥dab(fb-dab)拓扑结构的示例并且描绘了初级和次级开关的软开关区域。图48显示了npcdab拓扑结构的示例并且描绘了初级和次级开关的软开关区域。这个拓扑结构中的外部开关可以被硬开关。图49显示了有源npcdab(a-npc-dab)拓扑结构的示例并且描绘了初级和次级开关的软开关区域。在这些示例中，a-npc-dab表现出最好的性能。
在某些示例中，fb-dab、npc-dab和a-npc-dab可以用于100kwdc快速充电器的dc/dc级。输出电感可以应用于(图47-49中未描述)防止在次级侧循环电流。
在某些示例中，实施a-npc-dab以实现模块化中压快速充电器中的软开关可以提供具有大电压传输比的快速充电器。在附加或另外的示例中，执行a-npc-dab可以允许快速充电器以避免在高压侧使用大额定电压装置或级联装置。所有开关的全负载范围软开关可以促进操作开关频率，并且进一步缩小无源组件体积。与fb-dab相比，a-npc-dab可以具有较小的漏电感，使得初级侧处的无功功率损耗减小。在某些示例中，大的软开关操作范围引出了更多的控制自由度，这可以简化控制或者实现更多的功能。
例如，图50描述了移除三电平升压级的多单元升压拓扑结构。在这个示例中，拓扑结构能够在一个较宽的电压范围内有效地操作。因此，这种拓扑结构可能用于功率因数校正和dc/dc转换器。实际上，通过使用开关方案的有源npc-dab，可以消除快速充电器的三电平升压级。
辅助电容器降低npc-dab导通电压的示例
在某些方面，使用辅助电容器以降低npc-dab的导通电压可降低npcdc/dc转换器(例如，图31中的dc/dc转换器)中的损失。如果次级侧处的开关被二极管替代，则辅助电容可以以同样的方式操作，以同步整流操作。npc的内部开关在非零电压下导通，造成额外的损失。本发明降低了导通瞬间的电压，因此减少了损失。
图51描述了根据某些方面的包含辅助电容的器dc/dc转换器初级侧npc开关在三种不同模式中操作的示例。
在如图51所示的示例中，在模式1中，电流通过s1、s2，并且s2之前的漏电感器关断。在模式2中，在s2关断之后并且s3导通之前可能发生电路瞬变。装置寄生电容器：cs1、cd1、cd2、cs3和cs4可以在这个期间放电或充电。当在模式3中d1导通并且电流续流通过s2和d1时，瞬变结束。
图52描述了图51中的模式2的电路的等效电路的示例。
在这个示例中，模式2的等效电路包含寄生电容器并且将漏电感器视为恒定电流源，而在瞬变期间母线电容为恒定电流源。图53的表中列出了各个电容器的初始条件和最终电压，其中vx表示cs3或cd2的最终电压。
在某些示例中，假设在瞬变中所有充电和放电电流保持恒定，可以通过应用节点k的kcl获取将电容器的最终电压联系到初始条件的等式。在这个示例中，可以根据下列等式解出降低的导通电压vx。
vx·cd2+vx·cs4＝(800-vx)·cs3
在某些方面，添加与二极管寄生电容并联的外电容可以降低npc的内部开关的导通电压。图54描述了根据某些方面的用于降低npc内部开关的导通电压的具有外部电容器的初级侧拓补结构。图55描述了根据某些方面的在瞬变期间的具有外部电容的等效电路。图56描述了显示导通电压随着外部电容的增加而降低的关系图。例如，在图56中，800pf的外部电容将导通电压从265v减少到100v。
全面和可扩展的中压功率电子系统的保护方案的示例
在某些方面，固态保护电路可以保护敏感的功率转换器电子装置免受电网的事件影响并且可以保护电网不受功率转换器的事件影响。用于保护现有电网装置的机械方法不能足够快地(例如，在毫秒内)操作以保护如本文所述的功率转换器系统，例如mv快速充电器。
图57描述了根据某些方面的位于电网和mv快速充电器之间的保护电路。
图58为根据某些方面的在mv快速充电器系统中应用的保护电路的示例示意图。
在如图58所示的示例中，当检测到过电流或过电压时，所有串联的绝缘栅双极型晶体管(“igbt”)关断。在某些示例中，并联支路中的可控硅整流器(“scr”)和igbt可以导通，hv隔离器(g22wp)可以将mv快速充电器与电网分离。继续于该实施例中，在隔离器断开后，并联支路中的scr和igbt可以关断。
图59是根据一些方面的在mv快速充电器系统中实施的具有15kvmosfet的保护电路的示例的示意图。
在这个示例中，当检测到过电流或过电压时，所有串联的15kvsicmosfet都关断。并联支路中的scr和3.3kvmosfet导通，以及hv隔离器(g22wp)使mv快速充电器与电网分离。继续于这个示例，在隔离器断开后，并联支路中的scr和igbt关断。
图60是根据一些方面的在mv快速充电器系统中实施的具有sicmosfet和较高输入电压的保护电路的示例的示意图。
在这个示例中，当检测到过电流或过电压时，所有串联的sicmosfet都关断。并联支路中的scr和sicmosfet导通，且hv隔离器(g22wp)使mv快速充电器与电网分离。隔离器断开后，并联支路中的scr和igbt关断。
图61是根据一些方面的用于较高输入电压的广义保护电路的示例的示意图。
在图61所描绘的示例中，当检测到过电流或过电压时，所有串联的双向开关都可关断。并联支路中的scr和受控的双向开关导通，且hv隔离器(g22wp)使mv快速充电器与电网分离。隔离器断开后，并联支路中的scr和igbt关断。
图62-64是根据一些方面的保护电路对ac输入端的30kv1.2/50μs电压脉冲的模拟响应的示例的曲线图。
在这个示例中，脉冲发生在4.16ms。mov所吸收的所有电流，电压和能量低于最大允许值。
图65-67是根据一些方面的保护电路对ac输入端的12kv，60hz过电压的模拟响应的示例的曲线图。
在这个示例中，过电压从线电压零交叉开始。mov所吸收的所有电流，电压和能量低于最大允许值。
图68-70是根据一些方面的保护电路对快速充电器整流器二极管之前的短路状况的模拟响应的示例的曲线图。
在这个示例中，sc发生在4.16ms。mov所吸收的所有电流，电压和能量均低于最大允许值。
具有用于栅极驱动电源的低耦合电容的高隔离脉冲变压器的说明性示例
在一些方面中，用于栅极驱动电路的高隔离电源受益于输入和输出端之间的高的最大操作电压(例如，连续dc或峰值ac)以及输入和输出端之间的低耦合电容。
图71-72分别描绘了根据一些方面的具有环形核的脉冲变压器的示例的透视图和横截面侧视图。
在一些示例中，脉冲变压器可以产生5w的输出功率，其具有12kv连续操作电压和小于1pf的初级到次级耦合电容。耦合电容可以基于通过磁核的耦合路径。核和骨架(bobbin)之间的气隙可以显着减少通过磁核的耦合。在另外的或备选的示例中，可以使用具有高μ的核来保持低的漏电感。
图73是根据一些方面的图71和图72中的脉冲变压器的耦合电容的等效电路的示例。
在这个示例中，cair是空气中绕组之间的电容。cb是骨架核的电容。cp是聚酰胺带的电容。cc是变压器核壳体的电容。cm是变压器核的电容。
图74-77描述了根据一些方面的脉冲变压器的示例且大约为25分硬币的大小。
图74描绘了具有t38铁氧体核且不具有骨架的脉冲变压器。在这个示例中，测量了脉冲变压器的3.3pf的耦合电容。
图75描绘了包括具有骨架的t38铁氧体核的脉冲变压器的示例。在这个示例中，测量了脉冲变压器的1.5pf的耦合电容。
图76是包括具有改进的骨架的纳米晶体核的脉冲变压器的示例。在这个示例中，测量了脉冲变压器的1.2pf的耦合电容。
图77描绘了包括具有进一步改进的骨架的纳米晶体核的脉冲变压器的示例。在这个示例中，测量了脉冲变压器的0.9pf的耦合电容。
某些示例(包括图示的示例)的前述描述仅出于说明和描述的目的而呈现，并非旨在穷举或将本公开限制于所公开的具体形式。在不脱离本公开的范围的情况下，若干变形，改进和使用对于本领域技术人员是显而易见的。随附权利要求的示例也并非旨在穷举或限制由本公开延伸的权利要求。