本发明属于电力变换设备领域，具体涉及一种dc-dc电力变换器。
技术背景
传统的准谐振dc-dc电力变换器如附图1所示，其工作原理可分为四个阶段。当开关管s2关断、开关管s1闭合时，电源vi和电容cr1串联对电感lr1和负载供电。当此阶段结束时，并且所有的开关管均关断，电容cr1持续放电并且其电流流过开关管s2的续流二极管开关管s2的漏源间电压被钳位到零，电容cr1两端的电势保持最小不变。当开关管s2闭合、开关管s1关断时，开关管s2实现zvs开通，电源vi对电容cr1充电、电感lr1和电容co1同时对负载供电。当此阶段结束时，电容cr1两端的电势增到最大。上一步结束后，所有的开关管均关断，电容co1两端的电势保持不变。由于其只能实现开关管s2的zvs开通，这对不利于提高整个电路的工作效率。
因此有必要提出一种dc-dc电力变换器电路来克服上述问题。
技术实现要素：
本发明的一种dc-dc电力变换器，其特征在于，该变换器包括开关管s1，开关管s2，电感l1，二极管d1，电容c1，电感l2，电容c2。
开关管s1的集电极和电感l1的一端共接于电源正输入端；开关管s1的发射极和开关管s2集电极共接于电容c1负极；开关管s2的发射级和电容c2的负极共接于输入电源负输入端；电感l1的另一端接于二极管d1的正极；二极管d1的负极和电容c1的正极共接于电感l2的一端；电感l2的另一端和电容co的正极共接于输出电源正极；电容c2的负极和输入电源负极共接于输出电源的负极；其中二极管d1，电容c1，电感l2，电容c2组成基本升压电路。该变换器可以级联多级基本升压方式构成。
本发明的一种dc-dc电力变换器与传统的准谐振dc-dc电力变换器的最大不同之处是在基本升压电路和开关管s1之间接入谐振电感，从而实现了开关管s1的zvs开通，解决了传统准谐振dc-dc电力变换器不能实现所有开关管zvs开通的问题，从而提高整个电路的工作效率。
一种dc-dc电力变换器的二级拓扑结构图如附图3所示，将其工作过程分为六个阶段，六个阶段的等效电路如附图5～附图10所示。
阶段1：开关管s1闭合，开关管s2关断，输入电源与电容c1串联对电感l2和电容c2充电，同时输入电源与电容c3串联对电感l3充电，电容c3和电感l3并联对负载供电，其中il3+ic4＝ir。
阶段2：开关管s1闭合，开关管s2关断，输入电源与电容c1串联对电感l2和电容c2充电，同时输入电源与电容c3串联对电感l3和电容c3充电，此时电感l3单独对负载供电，其中il3＝ir+ic4。
阶段3：开关管s1和s2都关断并进入死区时间，电容c1持续对电感l2和电容c2充电，电容c3持续对电感l3和电容c3充电，并且ic3与ic1流过开关管s2的续流二极管，开关管s2的漏源电压被钳位到零，此时电感l3持续单独对负载供电，其中il3＝ir+ic4。
阶段4：开关管s1关断，开关管s2闭合并实现zvs开通，输入电源对电容c1充电，电感l2和电容c2并联对电容c3充电，电感l3对电容c3充电并单独对负载供电，其中il3＝ir+ic4。
阶段5：开关管s1关断，开关管s2闭合，输入电源持续对电容c1充电，电感l2和电容c2并联持续对电容c3充电，电感l3和电容c3并联对负载供电，其中il3+ic4＝ir。
阶段6：开关管s1和s2关断并进入死区时间，输入电源持续对电容c1充电，电感l2和电容c2并联持续对电容c3充电，并且ic3与ic1流过开关管s1的续流二极管形成回路，电感l3和电容c3并联对负载供电，其中il3+ic4＝ir；此阶段结束后进入下一个周期。
令开关管s1的占空比为d，开关管s2的占空比为(1-d)；电路稳态工作时，对于电感l2在一个周期内的电流平衡方程为：
(vi+vc1-vc2)d+(vi-vc2)(1-d)＝0(1)
忽略电压纹波，则可得：
vc1＝vi-vl1(2)
联立式(2)、(3)可得：
vc1＝(1+d)vi-vl1(3)
同理对于电感l3在一个周期内的电流平衡方程为：
(vc2-vc4)(1-d)+(vi+vc3-vc4)d＝0(4)
忽略电压纹波，则可得：
vc3＝vc2(5)
联立式(2)～(5)可得：
vc4＝vo＝(1+2d)vi-vl1(6)
(其中是vo输出电压，vi是输入电压，vl1是电感l1两端电压)由此可知该电路电压增益不仅由电路的拓扑所决定，还与开关管的占空比有关，从而可以实现开关电容变换器的输出电压的pwm控制方式。
如附图12与附图13所示，该电路所有开关管漏源之间的电压均能在开关脉冲信号来到之前下降到零，实现zvs开通，相对传统的准谐振dc-dc电力变换器更具有优势。
附图说明
图1：专利一种高效开关电容电力变换器(201710440542.4)的拓扑结构图；
图2：本发明的一种dc-dc电力变换器的拓扑结构图；
图3：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑结构图
图4：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑稳态主要工作波形
图5：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑工作阶段1等效电路图
图6：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑工作阶段2等效电路图
图7：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑工作阶段3等效电路图
图8：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑工作阶段4等效电路图
图9：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑工作阶段5等效电路图
图10：本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑工作阶段6等效电路图
图11：本发明的一种dc-dc电力变换器在电动汽车充电系统应用图
图12：本发明的一种dc-dc电力变换器开关管s1的零电压开通效果图
图13：本发明的一种dc-dc电力变换器开关管s2的零电压开通效果图
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
本发明的基本思路是解决传统准谐振dc-dc电力变换器不能实现所有开关管zvs开通的问题，减少整个电路的导通损耗，提高电路的工作效率。
实施例1
由附图3可知，本发明的一种dc-dc电力变换器的二级拓扑结构图，该变换器包括开关管s1，开关管s2，电感l1、l2、l3，二极管d1、d2，电容c1、c2、c3、c4。
开关管s1的集电极和电感l1的一端共接于电源正输入端；开关管s1的发射极和开关管s2集电极共接于电容c1负极；开关管s2的发射级和电容c2的负极共接于输入电源负输入端；电感l1的另一端接于二极管d1的正极；二极管d1的负极和电容c1的正极共接于电感l2的一端；电感l2的另一端和电容c2的正极共接于二极管d2的正极；电容c2的负极和输入电源负极共接于输出电源的负极；二极管d2的负极和电容c3的正极共接于电感l3的一端；电感l3的另一端和电容c4的正极共接于输出电源正极，电容c4的负极与输入电源和输出电源的负极相连；其中二极管d1，电容c1，电感l2，电容c2组成基本升压电路，二极管d2，电容c3，电感l3，电容c4组成基本升压电路。所述电感为多个电感以串并联方式构成；所述电容为多个电容以串并联方式构成；所述二极管为多个二极管以串并联方式构成。
电路的二级拓扑的原理为：
◆如附图5所示：开关管s1闭合，开关管s2关断，输入电源与电容c1串联对电感l2和电容c2充电，同时输入电源与电容c3串联对电感l3充电，电容c3和电感l3并联对负载供电，其中il3+ic4＝ir。
◆如附图6所示：开关管s1闭合，开关管s2关断，输入电源与电容c1串联对电感l2和电容c2充电，同时输入电源与电容c3串联对电感l3和电容c3充电，此时电感l3单独对负载供电，其中il3＝ir+ic4。
◆如附图7所示：开关管s1和s2都关断并进入死区时间，电容c1持续对电感l2和电容c2充电，电容c3持续对电感l3和电容c3充电，并且ic3与ic1流过开关管s2的续流二极管，开关管s2的漏源电压被钳位到零，此时电感l3持续单独对负载供电，其中il3＝ir+ic4。
◆如附图8所示：开关管s1关断，开关管s2闭合并实现zvs开通，此时输入电源对电容c1充电，电感l2和电容c2并联对电容c3充电，电感l3对电容c3充电并单独对负载供电，其中il3＝ir+ic4。
◆如附图9所示：开关管s1关断，开关管s2闭合，输入电源持续对电容c1充电，电感l2和电容c2并联持续对电容c3充电，电感l3和电容c3并联对负载供电，其中il3+ic4＝ir。
◆如附图10所示：开关管s1和s2关断并进入死区时间，输入电源持续对电容c1充电，电感l2和电容c2并联持续对电容c3充电，并且ic3与ic1流过开关管s1的续流二极管形成回路，电感l3和电容c3并联对负载供电，其中il3+ic4＝ir；此阶段结束后进入下一个周期。
令开关管s1的占空比为d，开关管s2的占空比为(1-d)。由能量守恒定律分析得出公式vo＝(1+2d)vi-vl1，(其中是vo输出电压，vi是输入电压，vl1是电感l1两端电压)由此可知该电路电压增益不仅由电路的拓扑所决定，还与开关管的占空比有关，从而可以实现开关电容变换器的输出电压的pwm控制方式；
如附图12与附图13所示，该电路所有开关管漏源之间的电压均能在开关脉冲信号来到之前下降到零，实现zvs开通，相对传统的准谐振dc-dc电力变换器更具有优势。
实施例2
在电动汽车充电系统中利用了本发明的一种dc-dc电力变换器的二级电路作为直流升压模块，由附图11可知，电动汽车充电系统主要包括整流模块和本发明的一种dc-dc电力变换器的二级电路，整流模块对220v交流输入电源进行整流，输出的直流电源作为本发明一种dc-dc电力变换器的二级电路的输入电源vi。，本发明的一种dc-dc电力变换器的二级电路包括开关管s1，开关管s2，电感l1、l2、l3，二极管d1、d2，电容c1、c2、c3、c4。
开关管s1的集电极和电感l1的一端共接于电源正输入端；开关管s1的发射极和开关管s2集电极共接于电容c1负极；开关管s2的发射级和电容c2的负极共接于输入电源负输入端；电感l1的另一端接于二极管d1的正极；二极管d1的负极和电容c1的正极共接于电感l2的一端；电感l2的另一端和电容c2的正极共接于二极管d2的正极；电容c2的负极和输入电源负极共接于输出电源的负极；二极管d2的负极和电容c3的正极共接于电感l3的一端；电感l3的另一端和电容c4的正极共接于输出电源正极，电容c4的负极与输入电源和输出电源的负极相连；其中二极管d1，电容c1，电感l2，电容c2组成基本升压电路，二极管d2，电容c3，电感l3，电容c4组成基本升压电路。所述电感为多个电感以串并联方式构成；所述电容为多个电容以串并联方式构成；所述二极管为多个二极管以串并联方式构成。
令开关管s1的占空比为d，开关管s2的占空比为(1-d)。经过原理分析得出公式vo＝(1+2d)vi-vl1，(其中是vo输出电压，vi是输入电压，vl1是电感l1两端电压)由此可知该电路电压增益不仅由电路的拓扑所决定。而在电动汽车充电系统中，进过整流模块出来的电压大约为400左右，而经过本发明的一种dc-dc电力变换器的二级电路可以实现400～750v的输出电压调节，这符合市面上的充电桩输出电压要求；且本发明的一种dc-dc电力变换器解决了解决传统准谐振dc-dc电力变换器不能实现所有开关管zvs开通的问题，减少整个电路的导通损耗并提高电路的工作效率，在电动汽车充电系统中更具有优势。