本发明涉及无线充电技术领域，具体涉及一种无线充电系统及其共振补偿分流方法。
背景技术
共振式无线电能传输概念，由特斯拉于100多年前提出。随着近年来电力电子技术的不断发展，无线充电装置其成本不断降低，充电效率已和接触式充电相当。由于无线充电其便捷性和安全性，使得相关市场迅猛发展。低功率的无线充电设备，已经开始在移动便携设备、植入式医疗器械等领域推广，该领域电能传输功率根据具体应用从几毫瓦到几十瓦不等。在大功率无线充电，电能传输功率可达千瓦级别，由于其技术难度的增大，发展缓慢。
大功率无线充电，目前主要应用于对微型电器的负载电池充电，但存在无线电能传输的续航里程短，成本高昂等问题，这将严重限制未来微型电器的销量。
目前，无线电能传输，是将能量通过一对存在耦合的线圈进行传递。由于线圈之间存在较大间隙，发射线圈和接收线圈之间为松散耦合，其耦合系数小，漏感很大。为了提高传输效率，并降低电力电子变换器的容量，通常使用增加电容来抵消线圈漏感的方式，并让增加电容后的接收线圈和发射线圈方法工作在共振状态下。然而，已有的电容补偿方式，在应用于大功率无线电能传输时，存在以下几个瓶颈：第一是传输功率小，第二是传输效率较低，第三是谐振频率点随工作状态不停变化造成操作控制的复杂。
因此，现有技术有待于改进和发展。
技术实现要素：
基于此，有必要针对目前无线电能传输的传输效率低且操作复杂的问题，提供一种无线充电系统及其共振补偿分流方法，旨在当驱动回路中电流与电压之间存在相位差时，由锁相环输出一定的控制电压使得发射频率跟随lc谐振耦合频率变化，实现谐振一致，提高传输效率。
为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：
本发明提供一种无线充电系统，所述无线充电系统包括：
发射端、无线电能传输装置、接收端以及频率跟踪控制装置；
所述发射端包括用于供电的直流电源及与直流电源两端连接的高频谐振逆变器；
所述无线电能传输装置包括用于传递电能的lc谐振耦合电路；
所述接收端包括至少一个用于接收无线电能的终端；
所述频率跟踪控制装置包括依次串联的高频电流检测电路、相位电压补偿电路、锁相环锁相控制电路以及驱动电路；
所述发射端、所述无线电能传输装置以及所述接收端依次连接；所述频率跟踪控制装置分别连接发射端与所述无线电能传输装置；
高频电流检测电路检测到发射回路的电感量产生变化时，频率跟踪装置根据电流和电压的相位差进行补偿，自动调整发射端的输出电压，以使传输效率达到预期值。
所述的无线充电系统，其中，所述lc谐振耦合电路包括第一谐振电感电路和第二谐振电感电路，所述第一谐振电感电路包括第一电阻、第一电容以及第一电感线圈，所述第二谐振电感电路包括第二电阻、第二电容以及第二电感线圈，所述第一电感线圈与所述第二电感线圈形成电感谐振耦合，所述直流电源、所述高频谐振逆变器与所述第一谐振电感电路依次连接形成发射回路，所述第二谐振电感电路与所述接收端依次连接形成接收回路。
所述的无线充电系统，其中，所述高频电流检测电路包括电流互感器、被测电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻以及差动运放器；所述第五电阻的一端共地，另一端与第四电阻相交连接于所述差动运放器输入端的正极；所述第三电阻与所述第六电阻相交连接于所述差动运放器输入端的负极；所述第三电阻与所述第四电阻并联，与被测电阻串联。
所述的无线充电系统，其中，所述相位电压补偿电路包括第一二极管、第七电阻、第八电阻、可调电阻以及比较器；所述第一二极管一端连接所述差动运放器的输出端，另一端连接第七电阻；所述第七电阻与所述第一二极管和第八电阻串联，与所述可调电阻并联，且交于所述比较器的正极；所述比较器的负极连接所述第八电阻。
所述的无线充电系统，其中，所述锁相环锁相控制电路包括带压控振荡器的锁相环芯片、第十一电阻、第十二电阻以及第三电容；所述锁相环芯片的第14引脚连接所述比较器，第11引脚连接所述第十一电阻，第12引脚连接所述第十二电阻，第4引脚连接所述驱动电路，第6引脚和第7引脚分别连接于所述第三电容的两端；所述锁相环芯片的电源端连接供电电源；所述第十一电阻与第十二电阻并联，且共接地。
所述的无线充电系统，其中，所述锁相环锁相控制电路还包括自启动电路，所述自启动电路包括第十三电阻、第十四电阻、第五电容以及第二二极管，所述第十三电阻一端与所述第十四电阻串联接于地，另一端连接供电电源，所述第五电容的两端并接于所述第十三电阻，所述第二二极管连接所述锁相环芯片的第9引脚。
所述的无线充电系统，其中，所述锁相环芯片为74hc4046锁相环芯片，包括第一鉴相器、第二鉴相器、第三鉴相器、无源滤波器以及压控振荡器。
所述的无线充电系统，其中，所述高频谐振逆变器为高频e类双管电感电容谐振逆变器；所述驱动电路包括pwm驱动器；所述预期值为电能传输效率不低于96％。
本发明提供的一种无线充电系统的共振补偿分流方法，用于实现上述所述无线充电系统，其中，所述无线充电系统的共振补偿分流方法包括以下步骤：
启动直流电源，实时检测发射回路的电流，从而检测电感量是否变化；
当检测到所述电感量发生变化时，获取发射回路的电流，并转化成信号电压输出；
将所述信号电压经差动运放器放大后得到差分放大电压；
将所述差分放大电压与预设电压比较，根据比较结果，经相位电压补偿电路进行相位补偿，输出相位补偿电压；
锁相环芯片根据输出的相位补偿电压，自动调整发射端的输出电压，以使传输效率达到预期值。
所述的无线充电系统的共振补偿分流方法，其中，所述预设电压为所述差分放大电压经整流后得到的一直流参考电压；所述预期值为电能传输效率不低于96％。
相较于现有技术，本发明实现的有益效果：
1.实时检测发射线圈输出频率，同步跟踪发射源频率对lc发射电路固有谐振频率。
2.通过本发明实现传输效率高、传输功率大，且谐振频率点不随工作状态变化使得方法控制复杂。
3.最大限度保证无线电能被接收，避免系统失谐。
附图说明
图1是本发明提供的一实施例的一种无线充电系统的结构图。
图2是本发明提供的另一实施例的一种无线充电系统的结构图。
图3是本发明的无线充电系统中的lc谐振耦合电路图。
图4是本发明的无线充电系统中第一电感线圈与传输效率的关系图。
图5是本发明的无线充电系统中第二电感线圈与传输效率的关系图。
图6是本发明的无线充电系统中谐振频率与传输效率的关系图。
图7是本发明的无线充电系统中传输距离与传输效率的关系图。
图8是本发明的无线充电系统中高频电流检测电路图。
图9是本发明的无线充电系统中相位电压补偿电路图。
图10是本发明的无线充电系统中相位电压补偿电路电压的波形图。
图11是本发明的无线充电系统中锁相环锁相控制电路图。
图12-图15是本发明的无线充电系统在不同频率下vcoout与vc的波形图。
图16是本发明的无线充电系统在预设跟踪范围三个输出电压波形图。
图17-图18是本发明的无线充电系统中有频率跟踪与无频率跟踪对应的负载输出电压波形图。
图19是本发明的无线充电系统在不同距离下有跟踪与无跟踪频率对应的传输效率曲线图。
图20是本发明的无线充电系统的共振补偿分流方法流程图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参阅图1和图2，图1是本发明提供的一实施例的一种无线充电系统的结构图，如图1所示，所述无线充电系统包括：发射端1和n个接收端3(n≥1，n为正整数)，每一个发射端和接收端3均连接有mcu，用于传输频段(如传输频段在1.2hz-5.8ghz之间)的识别，以保证接收端适合充电，和信号处理；发射端1通过发射线圈发射信号到已完成认证连接的多个接收端3；发射端1通过接收端的id号进行识别认证，判断处于无线充电范围内的接收端3是否已授权的接收端。
发射端1向接收端3发送电能，其能量传输效率会随发射端与接收端距离增大而减小，距离越大，障碍物越多，无线电能被接收端吸收的就少，那么在无线电能传输过程中，发射端1与接收端3形成的电磁场也随距离而迅速衰减，导致产生谐振耦合的两个电路(如发射回路和接收回路)发射频率与谐振频率不一致(电流与电压存在相位差)，即失谐浪费电能。
为了保证发射频域与谐振频率一致，也即提高无线充电系统的传输效率，如图2所示，图2是本发明提供的另一实施例的一种无线充电系统的结构图，所述无线充电系统包括：
发射端10、无线电能传输装置20、接收端30以及频率跟踪控制装置40，具体为：
所述发射端10包括用于供电的直流电源及与直流电源两端连接的高频谐振逆变器；其中，所述高频谐振逆变器为高频e类双管逆变器，用于通过调节输出电压的频率来调节负载设备的功率因数或调节输出电压的有效值大小来调节输出功率，其功能等同于高频变压器，这样，既减少了变压器耗损，也可以提高无线传输距离。
所述无线电能传输装置包括用于传递电能的lc谐振耦合电路20，即串联谐振耦合电路、电感电容谐振耦合电路，用于通过在一定距离的谐振电感线圈互感将经高频谐振逆变的逆变电能发送至接收端，使得接收端接收所述逆变电能进行无线充电。
所述接收端30包括至少一个用于接收无线电能的终端，即负载设备，如移动终端、电阻、led灯等，在本发明中，一定范围内，至多能承载8个负载终端用于充电，其中，所述范围为0-10米。
所述频率跟踪控制装置40包括依次串联的高频电流检测电路401、相位电压补偿电路402、锁相环锁相控制电路403以及驱动电路404。
所述发射端10、所述无线电能传输装置20以及所述接收端30依次连接；所述频率跟踪控制装置40分别连接发射端10与所述无线电能传输装置20。
具体如图2所示，所述高频谐振逆变器的输出端两端分别连接所述驱动电路404的输出端和所述lc谐振耦合电路20的输入端，所述lc谐振耦合电路20的输出端连接所述接收端30；所述高频电流检测电路401的输入端共交于所述高频谐振逆变器与所述lc谐振耦合电路20之间。
发射端10向接收端30输出一定电压和电流，并通过无线电能传输装置将发射端10高频逆变的电能传输至接收端30，所述频率跟踪控制装置40根据检测到的lc谐振耦合电路20的电感量变化，自动调节发射端输出电压，控制发射端的发射频率，使得所述发射频率随着lc谐振耦合电路20的谐振频率变化，提高无线电能传输效率。
请参照图3，图3为本发明的无线充电系统中的lc谐振耦合电路图。如图3所示，所述lc谐振耦合电路20包括第一谐振电感电路201和第二谐振电感电路202。所述第一谐振电感电路201包括第一电阻r1、第一电容c1以及第一电感线圈l1，所述第二谐振电感电路202包括第二电阻r2、第二电容c2以及第二电感线圈l2，所述第一电容c1与所述第二电容c2为串联谐振电容，使得所述第一电感线圈l1与所述第二电感线圈l2形成串联电容谐振耦合，rl为负载电阻，vi为高频发射源，所述高频发射源、第一电阻r1、第一电感线圈l1与第一电容c1形成发射回路，所产生的第一电流为i1，所述第二电阻r2、第二电感线圈l2、第二电容c2以及负载电阻rl形成接收回路，所产生的第二电流为i2。
为了使得无线电能被最大化吸收，以提高无线电能传输效率，预先分析无线充电系统的传输效率与哪些环境因素有关以及其影响关系，具体如下：
以图3中lc谐振耦合电路为例，以直流电作为供电电源输出电压和电流，得到电压与电流的关系式，如式(1)所示：
式(1)中l1为第一电感线圈l1产生的电感量，l2为第二电感线圈l2产生的电感量，m为两电感线圈之间的互感量，d为发射回路与接收回路的传输距离，i1为发射回路的电流值，i2为接收回路的电流值，r1为第一电阻阻值，r2为第二电阻阻值，c1为第一电容的电容量，c2为第二电容的电容量，vi为电压值，j为虚数单位，表示容抗或感抗的虚部，ω为角频率或角速度。
然后设置发射回路的阻抗为z1，接收回路的阻抗为z2，通过式(2)计算得到z1和z2：
将式(2)代入式(1)得到发射回路和接收回路的电流，如式(3)
根据电学中功率与电压关系，计算发射回路的输入功率pin和接收回路中负载电阻rl的输出功率pout，如式(4)和(5)：
根据输入功率pin和输出功率pout，计算传输效率，如式(6)
计算两电感线圈中的互感量，如式(7)
将式(2)与式(7)代入式(6)，则式(6)变形得到式(8)：
当发射回路与接收回路发生谐振时，有z1＝r1，z2＝r2+r1，则式(6)或式(8)变形得到式(9)：
由式(8)可知，无线充电系统的传输效率与电感距离、角速度、电阻等因素有关。当lc谐振耦合电路中有关的谐振参数确定时，谐振电容即确定，而ω，r1,r2随谐振电感变化而变化。而在工作过程中，除制作偏差导致谐振电感偏离理论计算值外，线圈周围的环境，电路中寄生参数及电路温升的变化都会导致线圈电感量变化。因此，本发明通过设计分析线圈电感量变化对传输效率的具体影响。
具体地，设置lc谐振耦合电路中谐振频率为1mhz，l1＝2.35mh，c1＝12nf，l2＝25mh，c2＝1.0nf。因此，在高频条件下，线圈寄生电阻主要包括辐射损耗电阻rr和线圈损耗电阻ro，计算公式如式(10)和式(11)：
式(10)和式(11)中μ0为空间磁导率；r为线圈半径；n为线圈匝数；a为导线半径；σ为电导率；l为导线长度；ε0为空气介电常数；h为线圈宽度；c为光速。
由上述公式得出无线充电系统的传输距离与互感的关系式，如式(12)所示：
由式(11)可知，lc谐振耦合电路中互感与距离三次方成反比，即距离越远，耦合越小，传输效率越低，反之，距离越近，耦合越大，传输效率越高。通过一定的距离，确保发射端输出一电压，所述电压不低于最小电压，使得接收端能够接收到经处理后的电压正好用于充电。所述最小电压为0.018mv。
为了便于分析电感量与传输效率的关系，定义lc谐振耦合电路中谐振频率范围为1～50mhz，在所述谐振频率范围内，辐射损耗电阻rr远远小于线圈损耗电阻ro，因此可忽略辐射损耗，此时线圈寄生电阻主要为线圈损耗电阻。
为尽量减少谐振电感线圈的寄生参数，本发明设计发射回路和接收回路的第一电感线圈l1及第二电感线圈l2对应的尺寸参数分别为：a1＝0.725mm，a2＝0.362mm；n1＝2，n2＝10；r1＝r2＝5cm，根据(10)式则可计算出两个电感线圈的寄生电阻分别为r1＝0.014ω，r2＝0.139ω。然后设定耦合系数k＝0.02及负载rl＝10ω，使得谐振耦合为弱耦合，将耦合系数k＝0.02及负载rl＝10ω分别代入(8)，(9)两式，得到各影响因素，如第一电感线圈l1(发射线圈)、第二电感线圈l2(接收线圈)、传输距离d及频率f与传输效率的关系曲线图。
其中，图4示例了第一电感线圈l1与传输效率μ(l1)的关系曲线图，传输效率μ(l1)先随第一电感线圈l1的增加而增大，到达峰值时，随第一电感线圈l1的增加而减小；图5示例了第二电感线圈l2与传输效率μ(l2)的关系曲线图，传输效率μ(l2)随着第二电感线圈l2的增大而保持不变；图6示例了谐振频率f与传输效率μ(f)的关系曲线图，传输效率μ(f)随谐振频率f的增大而增大，当谐振频率f增加到一定值时，传输效率μ(f)将保持不变；图7示例了传输距离d与传输效率μ(d)的关系曲线图，其中设定谐振频率为1mhz，传输效率μ(d)随着传输距离d而大大减小。
因此，由图4和图5可知，当发射线圈电感量偏移理论值±0.05mh，即±2％的理论值时，传输效率下降了30％以上；而当接收线圈电感量偏移理论值相同比例时，效率变化却不大。由图6和图7可知，传输效率随谐振频率的上升逐渐增加，随距离的增加迅速减小，但若传输距离和谐振频率一旦确定，则对应的传输效率确定。
基于图4-图7分析，谐振耦合电路中电感量变化是导致传输效率下降的主要原因之一。因此，本发明通过对电感量的检测来自动调整发射端的发射频率，使得发射端始终处于谐振状态，即发射频率跟随lc谐振耦合电路的谐振频率变化，以提高传输效率，避免失谐。
请参阅图8，图8为本发明无线充电系统的高频电流检测电路图，如图8所示，高频电流检测电路401包括电流互感器4011、被测电阻r、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6以及差动运放器4012；所述第五电阻r5的一端共地，另一端与第四电阻r4相交连接于所述差动运放器4012输入端的正极；所述第三电阻r3与所述第六电阻r6相交连接于所述差动运放器4012输入端的负极；所述第三电阻r3与所述第四电阻r4并联，与被测电阻r串联。
其中，所述电流互感器4011为磁芯绕制电流互感器，用于通过检测发射回路中电流值，感知lc谐振耦合电路20中发射线圈电感量(m)的变化，即电感量的变化引起发射回路的电流值大小变化；所述差动运放器4012用于将发射端输出的电压进行放大升压，以便满足对应的接收端(终端)30充电电压所需。
在本发明实施例中，第三电阻r3与第四电阻r4的阻值相同，第五电阻r5与第六电阻r6的阻值相同，均用于保护被测电阻r不被损坏。当然，也可用其他元器件代替，只要满足对应元器件电阻值相同，起到过保护的作用即可，例如相同阻值的第三led灯和第四led灯，相同阻值的第五led灯和第六led灯。
具体地，高频电流检测采用差分电流检测方法，通过所述电流互感器4011检测所述被测电阻r两端的电流，获取高频电流值，并发送电流信号至信号处理中心进行处理，所述信号处理中心将所述电流信号转化为电压信号输出，此电压信号为差动电压vd，然后向差动运放器4012输入端的正极输出，经差动运放器4012输出端输出差分放大电压vp,如图8中点a处。不管是差动电压vd，还是差分放大电压vp，随电流波动均呈周期性变化。
请参阅图9和图10，图9为本发明无线充电系统的相位电压补偿电路图，图10为本发明的无线充电系统中相位电压补偿电路电压波形图，如图9所示，相位电压补偿电路402包括第一二极管d1、第七电阻r7、第八电阻r8、可调电阻rp、第六电容c6以及比较器；所述第六电容并联于第第七电阻r7和可调电阻rp；所述第一二极管d1一端连接所述差动运放器的输出端，另一端连接第七电阻r7；所述第七电阻r7与所述第一二极管d1和第八电阻r8串联，与所述可调电阻rp并联，且交于所述比较器的正极；所述比较器的负极连接所述第八电阻r8。
图9中，vp为高频电流检测电路输出的差分放大电压，vref为将差分放大电压vp进行整流处理得到的直流参考电压，用于对差动电压vd的相位补偿参考。正因为不管是差动电压vd，还是差分放大电压vp，随电流波动均呈周期性变化，为保证比较器输出的相位补偿电压vc不随高频检测电路检测的电流的波动而波动，智能调节可调电阻rp，如图10所示，使得vref随所述电流成正比变化。
具体地，如图10所示，差动电压vd随时间变化呈周期性振幅运动，所述直流参考电压vref为一固定值，所述直流参考电压vref与差动电压vd经比较器的正负极输入，将所述差动电压vd与vref进行比较，当任一δt时间，所述差动电压vd均小于所述直流参考电压vref时，输出一相位补偿电压vc，从而实现相位补偿，使得高频谐振逆变器工作在容性状态，以实现传输效率的最大化。
当然，若任一δt时间，所述差动电压vd均大于所述直流参考电压vref时，则相位补偿电压vc＝0，也即不进行相位电压补偿操作。
请参阅图11，图11为本发明无线充电系统的锁相环锁相控制电路图，是为本发明核心部分，如图11所示，所述锁相环锁相控制电路403包括带压控振荡器的锁相环芯片4032、第十一电阻r11、第十二电阻r12以及第三电容c3；所述锁相环芯片的第14引脚连接所述比较器，第11引脚连接所述第十一电阻r11，第12引脚连接所述第十二电阻r12，第4引脚连接所述驱动电路404，第6引脚和第7引脚分别连接于所述第三电容c3的两端；所述锁相环芯片4032的电源端连接供电电源vcc；所述第十一电阻r11与第十二电阻r12并联，且共接地gnd。
优选地，第十一电阻r11和第十二电阻r12的阻值均为10k，第三电容c3的电容值为1nf。
所述锁相环锁相控制电路403还包括自启动电路4031，用于当高频谐振逆变器在启动过程中，电流立刻建立，使得高频谐振逆变器中的开关管的驱动也能立即生成,为本发明改进之处。所述自启动电路4031包括第十三电阻r13、第十四电阻r14、第五电容c5以及第二二极管d2，所述第十三电阻r13一端与所述第十四电阻r14串联接于地，另一端连接供电电源vcc，所述第五电容c5的两端并接于所述第十三电阻r13，所述第二二极管d2连接所述锁相环芯片4032的第9引脚。
优选地，第十三电阻r13的电阻值为100k，第十四电阻r14为660k，第五电容c5的电容值为100nf，供电电源vcc的电压值为5v。
所述锁相环锁相控制电路403还包括保护电路4034，用于控制电路中的电流或电压，避免流经电路的电压或电流过大导致设备损坏。所述保护电路4034包括第十五电阻r15、第十六电阻r16、第十电阻r10、第九电阻r9以及第四电容c4。所述第十五电阻r15一端连接供电电源vcc，另一端连接锁相环芯片第4引脚的输出端vcoout，所述第九电阻r9的一端连接锁相环芯片第13引脚，另一端与第十电阻r10、第四电容c4串联连接，与第二二极管d2并联；所述第四电容c4的另一端连接锁相环芯片gnd引脚，并接地。
优选地，所述第十五电阻r15的阻值为2k，第十六电阻r16的阻值为200kk、第十电阻r10的阻值为47k、第九电阻r9的阻值为470k，第四电容c4的电容值为100nf。
本发明实施例中，所述锁相环芯片的型号为74hc4046，其包括三个鉴相器，分别为第一鉴相器pc1、第二鉴相器pc2以及第三鉴相器pc3，无源滤波器以及压控振荡器vco。所述锁相环芯片的工作频率为1mhz。
具体地，压控振荡器vco的中心频率由第11脚所接的第十一电阻r11及第三电容c3确定，而第12脚所接第十二电阻r12用来确定锁相环芯片4032的偏移频率，当第十二电阻r12的电阻减小时，锁相环芯片4032的偏移频率增加，使得锁相跟踪范围变大。
当锁相环芯片4032启动供电电源vcc后，第五电容c5瞬间短路，锁相环芯片4032的第9引脚vcoin的电压从最大值开始下降，此时锁相环芯片4032第4引脚对应的输出端vcoout的脉冲从最大跟踪频率fmax开始下降到最小跟踪频率fmin，而当lc谐振耦合电路中的谐振频率在fmax～fmin之间，锁相环自动入锁。
即具体地，当锁相的跟踪范围为0.99mhz～1.1mhz时，也即lc谐振耦合电路20的谐振频率范围为0.99mhz～1.1mhz，锁相环芯片4032输出一脉冲电压vcoout与其输入脉冲vc(相位补偿电压)进入第二鉴相器pc2进行比较，当两者存在相位差时，第二鉴相器pc2输出一个电压信号，并以此电压控制第9脚输入，用于改变压控振荡器vco的振荡频率，使压控振荡器vco的脉冲电压vcoout与相位补偿电压相位一致，如图12-15所示，实现同步锁相环芯片4032的输入与输出，即入锁，实现频率跟踪。其中，图12示例了在谐振频率f＝0.993mhz时，vcoout与vc随时间t的变化波形图，图13示例了在谐振频率f＝1.001mhz时，vcoout与vc随时间t的变化波形图，图14示例了在谐振频率f＝1.047mhz时，vcoout与vc随时间t的变化波形图，图15示例了在谐振频率f＝1.103mhz时，vcoout与vc随时间t的变化波形图。
进一步地，当锁相环芯片4032输出的脉冲电压vcoout输入至所述驱动电路，所述驱动电路根据输入的脉冲电压vcoout控制高频谐振逆变器开关管的通断，自动调整发射端的发射频率，使得发射频率同步lc谐振耦合的谐振频率变化，提高传输效率。
其中，所述驱动电路包括pwm驱动器，所述pvm驱动器的输入端连接锁相环芯片4032第4引脚，输出端连接高频谐振逆变器。
实施例二
为验证并实现传输效率最大化，本发明选用高频e类双管谐振逆变器，其输出功率为30w；pwm驱动器采用ucc27325高速集成驱动芯片；lc谐振耦合电路20选用高速光耦6n137，且1mhz频率lc谐振耦合；接收端用25w/110v的灯泡作为负载；差动运放器4012采用高速运放lm318；比较器采用高速比较器lm311，实验得到vd、vp、vc三者的波形图，如图16所示，由图16可知，vd、vp、vc三者电压随时间保持正比变化。
基于上述元器件，且电流值为30v/1.0a，lc谐振耦合电路中传输距离d为3cm的情况下，图17示例了有频率跟踪的无线充电系统对应的负载电压波形，如图18所示，输出的负载电压波形为正弦波，有效值为106.8v，而图18示例了无频率跟踪的无线充电系统对应的负载电压波形，如图18所示，输出的负载电压波形略有畸变，且其有效值为68.7v。通过图17和图18两者相比，显然频率跟踪时输出电压损失小，功率传输能力强、质量高，传输效率高。
本发明通过进一步改变传输距离d来观测一定距离下有频率跟踪与无频率跟踪的传输效率关系，如图19所示，图中展示了在传输距离d分别为3cm、5cm、10cm、15cm和20cm时测得的有频率跟踪与无频率跟踪的传输效率百分比，由图19可知，有频率跟踪的传输效率在不同距离下均高于无频率跟踪的传输效率，并且随距离增加，传输效率下降迅速，也就是说，无线电能传输装置中两线圈电感量与传输距离的三次方成反比关系。
实施例三
本发明还提供一种无线充电系统的共振补偿分流方法，图20为一种无线充电系统的共振补偿分流方法的流程图，如图20所示，所述共振补偿分流包括以下步骤，用于实现无线充电系统：
s10,启动直流电源，实时检测发射回路的电流，从而检测电感量是否变化。
本发明实施例中，预先设置锁相环的频率跟踪范围为0.99mhz-1.1mhz，用于保证锁相环输入与输出同步；预设设置谐振耦合频率为1mhz。
启动无线充电系统中直流电源，开始向一定距离内连接的终端进行无线充电，输出相应的电流和电压。其中，所述一定距离指的是终端与发射端的距离，距离区间为0到10米。
本发明实施例中，所述连接方式为无线连接方式，无线充电系统通过相控技术以及频段识别为不同的终端输出对应的不同的电压和电流，能正常充电，同时以避免终端损坏。其中，发射端输出的电压值最小为0.18mv。所述频段为1.2ghz-5.8ghz。
进一步地，至多连接8个终端进行无线充电，才能保证无线充电系统的传输效率值不低于96％，也即无线电能利用率不低于96％。
当无线充电系统启动后，实时检测发射回路的电感量是否变化，基于上述实施例一和实施例二可知，当终端离发射端的距离变化时，会引起电感量的变化，进而引起发射回路中电流变化。例如，当终端越来越靠近发射端时，电感量增加，隔离介质穿透力加强或介质物减少，进而加大发射端充电功能，使得无线电能最大化被吸收。
s20,当检测到所述电感量发生变化时，获取发射回路的电流，并转化成信号电压输出。
基于步骤s10，电感量的检测转化为发射电路中电流检测，采用电流互感器对被测电阻两端的电流采样，且是差分电流检测。当检测到所述电感量发生变化时，即电流变化时，获取电流互感器检测到的实时电流值，并将所述电流经信号处理中心进行电压信息转换，向差动运放器输出一信号电压vd。
s30,将所述信号电压经差动运放器放大后得到差分放大电压。
为了满足不同的终端的充电电压需求，且传输电能过程中因隔离介质或距离使得频段电压传输不断减小，需要对发射端输出的电压进行放大升压，因此，将步骤s20中得到的信号电压vd经特定的差动运放器差分放大处理，输出一差分放大电压vp。
所述差分放大处理指的是根据连接的终端对应的频段所需的电压及与发射端距离，智能化放大发射端输出的信号电压vd，使其满足负载终端充电所需。
s40,将所述差分放大电压与预设电压比较，根据比较结果，经相位电压补偿电路进行相位补偿，输出相位补偿电压。
在无线充电系统中，当发射端与接收的终端距离改变时，使得发射天线与接收天线之间耦合系统改变，由于反射阻抗的干扰使得谐振频率改变，引起电感量变化，使得谐振电压滞后于谐振电流一个相角度，即电流与电压直接会有相位差产生，此时需要对其进行相位电压补偿。
具体为，将所述差分放大电压vp与预设电压比较，根据比较结果，经相位电压补偿电路进行相位补偿，输出相位补偿电压vc。所述预设电压为所述差分放大电压vp经整流后得到的一直流参考电压vref,用作相位电压补偿参考数据。
当差分放大电压vp大于直流参考电压vref时，不进行相位电压补偿处理，即vc＝0；当差分放大电压vp小于直流参考电压vref，进行相位电压补偿处理，根据比较差值由比较器输出相位补偿电压vc。需要说明的是，直流参考电压vref也可通过可调电阻rp根据需要进行调节。所述相位补偿电压vc呈周期性变化。
s50,锁相环芯片根据输出的相位补偿电压，自动调整发射端的输出电压，以使传输效率达到预期值。
基于步骤s40，所述相位补偿电压vc输出至锁相环芯片，锁相环芯片接收所述相位补偿电压vc后，通过引脚控制输入一定的电压，改变压控振荡器的振荡频率，改变锁相环芯片的输出电压vcoout值,使vcoout＝vc,即输出一个与相位补偿电压vc频率相同的脉冲电压至驱动电路404的pwm驱动器，所述pwm驱动器根据所述脉冲电压控制高频谐振逆变器的开关管的通断，自动调整发射端的输出电压值，以使传输效率达到预期值，所述预期值为电能传输效率不低于96％。
这样，通过步骤s10-s50，不仅实现了无线充电系统的相位补偿，还实现了根据不同的终端对共振电压进行分流，使得每个终端均能接收到最大部分电能，同时通过调整发射端的发射频率，保证发射端始终工作在谐振状态，提高无线电能传输效率，操作简单。
需要说明的是，实施例三中示例的元器件的型号具体如实施例二所述，故此不在赘述。
综上所述，本发明公开了一种无线充电系统及其共振补偿分流方法，所述无线充电系统包括发射端10、无线电能传输装置20、接收端30以及频率跟踪控制装置40；所述发射端40包括用于供电的直流电源及与直流电源两端连接的高频谐振逆变器；所述无线电能传输装置20包括用于传递电能的lc谐振耦合电路20；所述接收端30包括至少一个用于接收无线电能的终端；所述频率跟踪控制装置40包括依次串联的高频电流检测电路401、相位电压补偿电路402、锁相环锁相控制电路403以及驱动电路404。本发明通过电流互感器检测到发射回路的电感量发生变化时，频率跟踪装置根据驱动回路中的电流和电压的相位差进行补偿，控制驱动电路自动调整发射端的输出电压，提高无线充电系统的传输效率。
当然，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关硬件(如处理器，控制器等)来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取的存储介质中，所述程序在执行时可包括如上述各方法实施例的流程。其中所述的存储介质可为存储器、磁碟、光盘等。
应当理解的是，本发明的应用不限于上述的举例，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。