本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种用于LED恒压驱动器前级的 Boost功率因数校正电路。
背景技术：
目前，LED恒压驱动器由PFC变换器和DC/DC变换器串联而成的，前者主要实现正弦化输入电流，后级的DC/DC主要实现输出电压的调整，LLC谐振变换电路是实现DC/DC变换器的重要方式。
Boost功率因数校正电路使输入进来的电流跟随输入电压变化，产生一个与输入电压同频同相位的电流，并输出一个稳定的直流电压供给后一级的谐振半桥变换器。其性能好坏直接影响LED恒压驱动器的性能，如何采用简单的架构实现高性能的PFC成为目前本领域研究的主要课题。
故，针对现有技术的缺陷，实有必要提出一种技术方案以解决现有技术存在的技术问题。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明提出了一种电路结构简单的Boost功率因数校正电路。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
一种Boost功率因数校正电路，包括整流桥BR1、第六二极管D6、第七二极管D7、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第一电感L2和第四芯片U4，其中，所述整流桥BR1的输入端与前级电路相连接，所述整流桥BR1的输出端的一端与第七电容C7的一端、第四芯片U4的S端、第六电容C6的一端相连接作为所述Boost功率因数校正电路的输出负端；所述整流桥BR1的输出端的另一端与第六二极管D6的一端相连接，所述第六二极管D6的另一端与第七二极管D7的负端、第十一电阻 R11的一端、第六电容C6的另一端相连作为所述Boost功率因数校正电路的输出正端；所述第七电容C7的另一端与第一电感L1的一端、第十二电阻R12 的一端相连接，所述第一电感L1的另一端与第四芯片U4的D端、第七二极管 D7的正端相连接；所述第十二电阻R12的另一端与第四芯片U4的V端、第八电容C8的一端相连接；所述第八电容C8的另一端与第四芯片U4的G端、第十一电容C11的一端、第九电容C9的一端、第十电容C10的一端、第二三极管Q2的集电极、第十九电阻R19的一端相连接；第四芯片U4的VCC端与第九电容C9的另一端、第一三极管Q1的集电极相连共同与辅助电源VCC端相连接；第四芯片U4的FB端与第十一电容C11的另一端、第十八电阻R18的一端相连接，所述第十八电阻R18的另一端与第十六电阻R16的一端、第十五电阻R15 的一端、第一三极管Q1的发射极、第二三极管Q2的发射极相连接；所述第十六电阻R16的另一端与第十电容C10的另一端相连接；第一三极管Q1的发射极基极与第十四电阻R14的一端相连接，所述第十四电阻R14的另一端与第十三电阻R13的一端、第五电容C5的一端、第二十电阻R20的一端相连接，所述第十三电阻R13的另一端与第五电容C5的另一端、第十一电阻R11的另一端相连接；所述第二十电阻R20的另一端与第十七电阻R17的一端、第十五电阻R15的另一端相连接，所述第十七电阻R17的另一端与第十九电阻R19的另一端、第二二极管Q2的基极相连接；
所述第四芯片U4为控制芯片PFS708。
作为优选的技术方案，还包括辅助电源电路，所述辅助电源电路与交流输入相连接，用于输出VCC电压给后级电路，进一步包括第五芯片U5、第二变压器T2、第八二极管D8、稳压管VR1、第三三极管Q3、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14、第十五电容C15、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22和第二十三电阻R23，其中，交流输入的一端与第二变压器T2的第一脚相连接，第二变压器T2的第二脚与第五芯片U5的D端相连接，第二变压器T2的第三脚与第八二极管D8的正端相连接，所述第八二极管D8的负端与第十三电容C13的一端、第二十二电阻R22的一端、第二十三电阻R23的一端、第十五电容C15的一端相连作为辅助电源VCC端；第二变压器T2的第四脚与第十五电容C15的另一端、稳压管VR1的正端、第十三电容C13的另一端、第十二电容C12的一端、第五芯片U5的S端、交流输入的另一端相连作为辅助电源负端；第五芯片U5的BP端与第十二电容C12的另一端相连接，第五芯片U5的FB端与第二十一电阻R21的一端相连接，所述第二十一电阻R21的另一端与第三三极管Q3的集电极、第十四电容C14的一端相连接，第三三极管 Q3的发射极与第二十二电阻R22的另一端相连接，所述第十四电容C14的另一端与第三三极管Q3的基极、第二十三电阻R23的另一端、稳压管VR1的负端相连接；
所述第五芯片U5为电源芯片lnk302dg。
作为优选的技术方案，所述LLC反馈电路采用光耦芯片实现。
与现有技术相比，本发明采用简单的电路结构实现高性能的PFC输出，从而有效提高LED驱动器的性能。
附图说明
图1为本发明实现的LED恒压驱动器的原理框图。
图2为本发明Boost功率因数校正电路的电路原理图。
图3为本发明中辅助电源电路的电路原理图。
如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
参见图1，所示为本发明实现的LED恒压驱动器的原理框图，包括EMI和整流单元、Boost功率因数校正电路和LLC谐振半桥电路，其中，所述EMI和整流单元与交流输入相连接，所述Boost功率因数校正电路用于接收经EMI 和整流单元整流后的信号并输出直流高压VOPFC，所述LLC谐振半桥电路用于将所述直流高压VOPFC降压为恒定电压并输出。
LED恒压驱动器是由PFC变换器和DC/DC变换器串联而成的，前者主要实现正弦化输入电流，后级的DC/DC主要实现输出电压的调整。其中，Boost PFC 接收来自整流后的馒头波，为LLC谐振半桥提供一个额定为385V的直流电压，经LLC谐振半桥电路将电压降为恒定的48V，确保所降的电压能在下级BUCK 电路的输入电压范围内，并且BUCK电路是可以根据接收来自单片机的信号改变输出平均电流。由于采用两级拓扑结构，能够得到高的功率因数与低的电流谐波，还有较好的输出电压纹波、快的输出电压调整率和长的掉电维持。
参见图2，所示为本发明Boost功率因数校正电路的电路原理图，进一步包括整流桥BR1、第六二极管D6、第七二极管D7、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第一电感L2和第四芯片 U4，其中，所述整流桥BR1的输入端与前级电路相连接，所述整流桥BR1的输出端的一端与第七电容C7的一端、第四芯片U4的S端、第六电容C6的一端相连接作为所述Boost功率因数校正电路的输出负端；所述整流桥BR1的输出端的另一端与第六二极管D6的一端相连接，所述第六二极管D6的另一端与第七二极管D7的负端、第十一电阻R11的一端、第六电容C6的另一端相连作为所述Boost功率因数校正电路的输出正端；所述第七电容C7的另一端与第一电感L1的一端、第十二电阻R12的一端相连接，所述第一电感L1的另一端与第四芯片U4的D端、第七二极管D7的正端相连接；所述第十二电阻R12的另一端与第四芯片U4的V端、第八电容C8的一端相连接；所述第八电容C8的另一端与第四芯片U4的G端、第十一电容C11的一端、第九电容C9的一端、第十电容C10的一端、第二三极管Q2的集电极、第十九电阻R19的一端相连接；第四芯片U4的VCC端与第九电容C9的另一端、第一三极管Q1的集电极相连共同与辅助电源VCC端相连接；第四芯片U4的FB端与第十一电容C11 的另一端、第十八电阻R18的一端相连接，所述第十八电阻R18的另一端与第十六电阻R16的一端、第十五电阻R15的一端、第一三极管Q1的发射极、第二三极管Q2的发射极相连接；所述第十六电阻R16的另一端与第十电容C10 的另一端相连接；第一三极管Q1的发射极基极与第十四电阻R14的一端相连接，所述第十四电阻R14的另一端与第十三电阻R13的一端、第五电容C5的一端、第二十电阻R20的一端相连接，所述第十三电阻R13的另一端与第五电容C5的另一端、第十一电阻R11的另一端相连接；所述第二十电阻R20的另一端与第十七电阻R17的一端、第十五电阻R15的另一端相连接，所述第十七电阻R17的另一端与第十九电阻R19的另一端、第二二极管Q2的基极相连接；
所述第四芯片U4为控制芯片PFS708。
上述技术方案中，选用PI公司的提供的PFS708控制芯片，该芯片将 MOSFET集成在一起，大大减少了元件数量和电路板占板面积,同时简化了系统设计并提高了可靠性。其中，Boost升压转换器由电感器L1，二极管整流器 D7和U4(PFS708)组成。二极管D6是旁路二极管，用来充电串行Boost电容COPFC以预防在刚开机时LC谐振的发生；U4为Boost PFC电路提供控制信号；U4使用电阻R12检测电源的整流交流输入电压。电容器C8可以消除该信号上的噪声。电阻R11，R13，R17，R19和R20组成的分频网络用于缩放输出电压并向U4提供反馈，晶体管Q1，Q2和电阻器R17和R20的电路形成非线性反馈电路，通过改善PFC电路的响应时间来改善负载瞬态响应。PFS708的工作频率跨越24～95KHz的范围。
图2电路图中的R12与电压监视引脚V相连用来检测电源的整流交流输入电压，电容C8可以消除引脚上的任何噪声。R12的阻值两端的电压非常高，所以要选择两个2MΩ串联的碳膜电阻，C8选择100nF耐压50V的贴片电容。
在一种优选实施方式中，要确保在额定输出385V的电压下在反馈引脚 (FB)上提供6V的电阻分压网络。由电阻R11、R20、R17和R19组成的分频网络用来向U4提供反馈，它们的取值分别为4MΩ、2.2KΩ、2.2KΩ、57.6KΩ。电容器C5是一种软启动电容器，可在启动时降低输出电压过冲，所以选择耐压200V容值100nF的薄膜电容。电阻R18和电容器C11形成一个低通滤波器，以滤除耦合到FB引脚中的任何开关噪声，本方案的R18和C11分别选择10Ω电阻和10nF电容。R16和电容器C10是环路补偿网络，其引入了定制环路响应所需的低频零点，为确保低交叉频率和足够的相位裕度，本方案R16选择 3KΩ的电阻，C10选择4.7uF的电容。
Q1和Q2在线性反馈中的作用是当输出电压发生快速变化时，Q1和Q2瞬间导通，以快速校正反馈引脚电压，从而帮助U4响应输出电压的变化。由于供电的电压12V和电流的都比较小，选择40V的MMBT4401的NPN管和MMBT4403 的PNP管。
参见图3，所示为本发明中辅助电源电路的电路原理图，由于PFC和LLC 的芯片需要一个直流低压供电，因此需要设计一个2W左右的辅助电源。所述辅助电源电路与交流输入相连接，用于输出VCC电压给后级电路，进一步包括第五芯片U5、第二变压器T2、第八二极管D8、稳压管VR1、第三三极管Q3、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14、第十五电容C15、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22和第二十三电阻R23，其中，交流输入的一端与第二变压器T2的第一脚相连接，第二变压器T2的第二脚与第五芯片U5的 D端相连接，第二变压器T2的第三脚与第八二极管D8的正端相连接，所述第八二极管D8的负端与第十三电容C13的一端、第二十二电阻R22的一端、第二十三电阻R23的一端、第十五电容C15的一端相连作为辅助电源VCC端；第二变压器T2的第四脚与第十五电容C15的另一端、稳压管VR1的正端、第十三电容C13的另一端、第十二电容C12的一端、第五芯片U5的S端、交流输入的另一端相连作为辅助电源负端；第五芯片U5的BP端与第十二电容C12 的另一端相连接，第五芯片U5的FB端与第二十一电阻R21的一端相连接，所述第二十一电阻R21的另一端与第三三极管Q3的集电极、第十四电容C14的一端相连接，第三三极管Q3的发射极与第二十二电阻R22的另一端相连接，所述第十四电容C14的另一端与第三三极管Q3的基极、第二十三电阻R23的另一端、稳压管VR1的负端相连接；
所述第五芯片U5为电源芯片lnk302dg。
上述技术方案中，采用一个简单的AC-DC的反激辅助电源，该反激采用一个PNP管Q3和一个12V的稳压管VR1构成反馈电路，当输出电压大于12V时， PNP管此时导通，此时大于49μA的电流输入FB引脚时，MOSFET开关终止，所以PNP起调节电压的作用。采用这种反馈控制方式，确保了电压的最大值无法超过PFS708VCC的引脚最大值13.4V。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。