本发明属于功率变换器技术领域，具体涉及一种应用于CRM Boost PFC变换器输入滤波电容电流的补偿控制。
背景技术：
电力电子装置在电动汽车、新能源、照明以及便携电子设备等领域得到了广泛应用，但其高频开关特性同时也引起电网的谐波污染问题。为了抑制谐波含量，改善电能质量，降低输入电流THD，功率因数校正技术(Power Factor Correction,PFC)受到了越来越多的关注。Boost PFC变换器具有驱动电路设计简单、输入电流纹波小等优点，成为有源PFC变换器的主要拓扑结构。其中，CRM Boost PFC变换器由于其体积小、重量轻、成本低和功率因数高等优点而被广泛应用。
CRM Boost PFC变换器的输入电流在输入电压过零时存在过零畸变的问题，其中一个主要的原因是由输入滤波电容电流与电感电流叠加所引起的输入电流相位超前。输入滤波电容电流的大小随着输入电压有效值的增大而增大，而与输出功率的大小无关。由于CRM Boost PFC变换器多应用于中小功率场合，其电感电流有效值较小，因此输入滤波电容电流在输入电流中占有较大的比重，输入电流过零畸变问题也更加严重。为进一步改善电能质量，降低输入电流THD，需要对输入滤波电容电流进行补偿。
技术实现要素：
本发明针对CRM Boost PFC变换器中输入滤波电容电流引起的输入电流过零畸变的问题，提出了一种可由数字控制器实现的补偿控制方法。该方法通过实时调整功率器件的导通时间以补偿输入滤波电容电流，改善输入电流THD。
上述目的是通过如下技术方案实现的：
一种CRM Boost PFC变换器输入滤波电容电流的补偿控制，其实现电路包括CRM Boost PFC变换器主电路和控制电路。控制电路由输入电压采样电路、输出电压采样电路、电感电流过零检测器和数字控制器构成，其数字控制器包括ADC模拟/数字转换单元、中断系统、运算处理单元、ePWM增强型脉宽调制模块、eCAP增强型脉冲捕获模块或同步触发模块。
其中，所述CRM Boost PFC变换器主电路由EMI滤波器、整流桥、输入滤波电容、升压电感、主开关管、续流二极管或同步整流开关管、输出滤波电容和负载构成；所述输入电压采样电路的输入端连接整流桥后侧输入滤波电容Cin的两端，其输出端连接数字控制器的ADC采样口；所述输出电压采样电路的输入端连接输出负载Rload的两端，其输出端连接数字控制器的ADC采样口；所述电感电流过零检测器输入端连接整流桥与升压电感之间的采样电路Rs的两端，其输出端连接数字控制器的同步触发模块或eCAP模块。
一种CRM Boost PFC输入滤波电容电流的补偿控制方法，通过实时调整功率器件的导通时间以补偿输入滤波电容电流，包括如下所述步骤：
1)对输入滤波电容电流iCin进行计算，该部分用于判断补偿控制方法的工作模式并计算补偿时间tc，其定量关系如下：
其中，Cin是CRM Boost PFC变换器主电路中的输入滤波电容值，vin是输入电压值，Vo是输出电压值。
2)对补偿时间tc进行计算，该部分用于补偿变换器输入滤波电容电流以改善输入电流畸变。若主电路采用续流二极管，其定量关系如下：
若主电路采用同步整流开关管，其定量关系如下：
a)若iCin>0，则
b)若iCin<0，则
其中，L是CRM Boost PFC变换器主电路中的升压电感值。
3)对功率器件补偿后的导通时间进行计算，若主电路采用续流二极管，则对主开关管Q1补偿后的导通时间Tcomp_Q1进行计算，其定量关系如下：
其中，Ton_Q1是主开关管Q1补偿前的导通时间，由主电路的控制策略决定。
4)若主电路采用同步整流开关管，则对主开关管Q1补偿后的导通时间Tcomp_Q1和同步整流开关管Q2补偿后的导通时间Tcomp_Q2进行计算，其定量关系如下：
a)若iCin>0，则对同步整流开关管Q2进行补偿：
b)若iCin<0，则对主开关管Q1进行补偿：
其中，Ton_Q2是同步整流开关管Q2补偿前的导通时间，由主电路的控制策略决定。
5)将补偿后的导通时间转换为驱动信号，实现对CRM Boost PFC变换器输入滤波电容电流的补偿控制。
一种采用数字控制器实现上述优化控制的方法，包括如下所述的步骤：
1)数字控制器的模拟/数字转换单元采样变换器整流桥后侧的输入滤波电容Cin两端的输入电压vin和输出负载Rload两端的输出电压Vo，得到对应的采样数值vin/Kin与Vo/Ko，Kin是输入电压采样电路的分压系数，Ko是输出电压采样电路的分压系数；
2)数字控制器的运算处理单元根据如下公式对输入滤波电容电流iCin进行实时计算：
其中，Ts是模拟/数字转换单元的采样周期，vin_last是上一个周期采集到的输入电压值。
3)根据输入滤波电容电流iCin对补偿时间tc进行实时计算，若主电路采用续流二极管，则可根据如下等式计算得到：
若主电路采用同步整流开关管，则可根据如下等式计算得到：
a)若iCin>0，则
b)若iCin<0，则
4)若主电路采用续流二极管，则将主开关管Q1导通时间Ton_Q1与补偿时间tc相加，得到补偿后的主开关管Q1的导通时间Tcomp_Q1，如下式所示：
其中，主开关管Q1的导通时间Ton_Q1由主电路的控制策略决定。
5)若主电路采用同步整流开关管，则当iCin>0时，将同步整流开关管Q2的导通时间Ton_Q2与补偿时间tc相加，得到补偿后的同步整流开关管Q2的导通时间Tcomp_Q2，如下式所示：
当iCin<0时，将主开关管Q1的导通时间Ton_Q1与补偿时间tc相加，得到补偿后的主开关管Q1的导通时间Tcomp_Q1，如下式所示：
其中，主开关管Q1的导通时间Ton_Q1和同步整流开关管Q2的导通时间Tcomp_Q2由主电路的控制策略决定。
6)数字控制器的同步触发模块或eCAP模块捕获电感电流过零检测器输出的方波信号的上升沿信号，确定CRM Boost PFC变换器主电路中的主开关管的开通时刻。若主电路采用同步整流开关管，则该开关管Q2的开通时刻由主开关管Q1的关断时刻确定。
7)数字控制器的ePWM模块将补偿后的导通时间转换为PWM信号输出至驱动电路，产生补偿控制所需的驱动信号。
本发明的优点：
1、本发明的CRM Boost PFC变换器输入滤波电容电流的补偿控制，改善了传统控制方法中输入滤波电容引起的输入电流过零畸变问题。
2、本发明对输入滤波电容电流的计算过程进行了离散化处理，只需对整流桥后的输入电压进行计算处理便可得到输入滤波电容电流，无需额外搭建检测输入滤波电容电流的硬件电路。因此可以降低外围模拟电路的复杂程度，从而简化了电路成本与控制难度。
3、本发明的CRM Boost PFC变换器输入滤波电容电流的补偿控制方法，通过采样输入与输出电压的瞬时值，实时计算输入滤波电容电流iCin，并针对主电路采用续流二极管或同步整流开关管两种不同的情况，分别对相应的补偿时间tc进行计算，实时调整功率器件的导通时间以补偿输入滤波电容电流，通过对CRM Boost PFC变换器输入滤波电容电流进行补偿控制，可以有效地消除输入滤波电容电流的影响，从而降低输入电流THD。
附图说明
图1是采用续流二极管的CRM Boost PFC变换器主电路；
图2是采用同步整流开关管的CRM Boost PFC变换器主电路；
图3是本发明针对采用续流二极管的CRM Boost PFC变换器，实现输入滤波电容电流补偿控制的数字控制电路图；
图4是本发明针对采用同步整流开关管的CRM Boost PFC变换器，实现输入滤波电容电流补偿控制的数字控制电路图；
图5是本发明的基于数字控制器的控制流程图；
图6是基于变导通时间控制的CRM Boost PFC变换器输出功率变化的对比图。
上述图中的主要符号名称：iin—输入电流；iCin—输入滤波电容电流；vin—整流桥后的输入电压；Vo—输出电压；L—升压电感；Db—续流二极管；Q1—主开关管；Q2—同步整流开关管；Cin—输入滤波电容；Cout—输出滤波电容；Rs—采样电阻；Rload—负载电阻；R1—分压电路电阻；R2—分压电路电阻；R3—分压电路电阻；R4—分压电路电阻；Kin—输入电压采样电路分压系数；Ko—输出电压采样电路分压系数；tc—补偿时间；Ton_Q1—主开关管导通时间；Ton_Q2—同步整流开关管导通时间；Tcomp_Q1—补偿后的主开关管导通时间；Tcomp_Q2—补偿后的同步整流开关管导通时间；Ts—采样周期。
具体实施方式
下面结合附图和实施例具体介绍本发明的补偿控制方法。
实施例一：基于TMS320F28335数字控制器和变导通时间控制，对采用续流二极管的CRM Boost PFC变换器实现输入滤波电容电流补偿的数字控制方法
图1为采用续流二极管的CRM Boost PFC变换器主电路，包括EMI滤波器、整流桥、输入滤波电容、升压电感、主开关管、续流二极管、输出滤波电容以及负载。
实例中所用的CRM Boost PFC变换器的电路参数为：升压电感值L＝240μH，输入滤波电容容值Cin＝100nF。测试条件为：线路频率50Hz，交流输入电压110V和220V，输出母线电压400V，满载输出功率200W。
本实验分别在20％、40％、50％、60％、80％和100％负载率的情况下对是否采用补偿控制的输入电流THD进行测试。
图3为采用续流二极管的CRM Boost PFC变换器实现补偿控制的数字控制电路，除主电路增加了电压采样电路、电感电流过零检测电路以及驱动电路。
本发明基于TMS320F28335数字控制器的控制过程如图5所示：
1)数字控制器的ADC模块、ePWM模块和eCAP模块进行初始化，取输入电压采样系数Kin为125，输出电压采样系数Ko为160，升压电感值L为240μH，输入滤波电容值Cin为100nF，采样周期Ts为5μs；
2)数字控制器响应ADC中断程序，对输入电压vin和输出电压Vo进行采样，得到分压后的实际采样值vin/Kin和Vo/Ko；
3)实时计算输入滤波电容电流iCin：
其中，vin_last是上一个周期输入电压采样值；
4)实时计算补偿时间tc：
5)根据变导通时间控制，实时计算主开关管Q1导通时间Ton_Q1：
6)将补偿时间tc与主开关管Q1导通时间Ton_Q1相加，得到补偿后的主开关管Q1的导通时间Tcomp_Q1：
7)数字控制器同步触发模块或eCAP模块捕获电感电流过零检测器输出的方波信号的上升沿信号，确定CRM Boost PFC变换器主电路中的主开关管的开通时刻；
8)数字控制器的ePWM模块将补偿后的导通时间转换为PWM信号输出至驱动电路，产生补偿控制所需的驱动信号；
9)重复步骤2)～8)。
图6是基于变导通时间控制的CRM Boost PFC变换器是否采用本发明的补偿控制在110V和220V交流输入电压情况下的输入电流THD随输出功率变化的对比图。
从对比图中可以看出，本发明所提出的输入滤波电容电流补偿的数字控制方法，在20％负载时，CRM Boost PFC变换器的输入电流THD可以从3.8％降至0.49％，显著改善了输入电流畸变的情况。
实施例二：基于TMS320F28335数字控制器和恒导通时间控制，对采用同步整流开关管的CRM Boost PFC变换器实现输入滤波电容电流补偿的数字控制方法
图2为采用同步整流开关管的CRM Boost PFC变换器主电路，包括EMI滤波器、整流桥、输入滤波电容、升压电感、主开关管、同步整流开关管、输出滤波电容以及负载。
实例中所用的CRM Boost PFC变换器的电路参数为：升压电感值L＝240μH，输入滤波电容容值Cin＝100nF。测试条件为：线路频率50Hz，交流输入电压110V和220V，输出母线电压400V，满载输出功率200W。
图4为采用同步整流开关管的CRM Boost PFC变换器实现补偿控制的数字控制电路，除主电路增加了电压采样电路、电感电流过零检测电路以及驱动电路。
本发明基于TMS320F28335数字控制器的控制过程如图5所示：
1)数字控制器的ADC模块、ePWM模块和eCAP模块进行初始化，取输入电压采样系数Kin为125，输出电压采样系数Ko为160，基准电压Vref为输出电压的控制目标值除以输出电压采样系数，即Vref为2.5V，升压电感值L为240μH，输入滤波电容值Cin为100nF，采样周期Ts为5μs；
2)数字控制器响应ADC中断程序，对输入电压vin和输出电压Vo进行采样，得到分压后的实际采样值vin/Kin和Vo/Ko；
3)实时计算输入滤波电容电流iCin：
其中，vin_last是上一个周期输入电压采样值；
4)实时计算补偿时间tc：
a)若iCin>0，则
b)若iCin<0，则
5)调用电压环比例-积分补偿程序计算主开关管Q1的导通时间Ton_Q1：
Ton_Q1＝T′on_Q1+Kp×(ΔV-ΔV')+Ki×ΔV (22)
其中，Kp是电压PI环的比例系数，Ki是电压PI环的积分系数，ΔV是本周期输出电压采样值Vo/Ko与基准电压Vref的误差值，ΔV'是上一个周期输出电压采样值Vo/Ko与基准电压Vref的误差值，Ton_Q1是本周期电压PI环的计算结果，T’on_Q1是上个周期电压PI环的计算结果；
6)实时计算同步整流开关管Q2的导通时间Ton_Q2：
7)当iCin>0时，将同步整流开关管Q2的导通时间Ton_Q2与补偿时间tc相加，得到补偿后的同步整流开关管Q2的导通时间Tcomp_Q2，如下式所示：
当iCin<0时，将主开关管Q1的导通时间Ton_Q1与补偿时间tc相加，得到补偿后的主开关管Q1的导通时间Tcomp_Q1，如下式所示：
8)数字控制器同步触发模块或eCAP模块捕获电感电流过零检测器输出的方波信号的上升沿信号，确定CRM Boost PFC变换器主电路中的主开关管的开通时刻；
9)数字控制器的ePWM模块将补偿后的导通时间转换为PWM信号输出至驱动电路，产生补偿控制所需的驱动信号；
10)重复步骤2)～9)。