零电压开关下电压传输比大于1的DAB优化控制方法与流程

本发明涉及一种dc/dc变换器，尤其涉及一种零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法。

背景技术

随着新能源、直流微电网系统以及电动汽车系统等技术的发展和电气设备技术的不断提高，大功率双向直流变换器受到越来越多的关注。其中，双有源桥(dualactivebridge，dab)直流变换器因其具有电器隔离、结构对称、可靠性高、功率密度高、零电压开关易于实现等优点被广泛关注。dab常用的控制方法为移相控制，通过控制变压器原副边交流电压之间的相位、原副边桥内对角全控开关管开通的相位差来控制传输功率的大小和方向，dab最常用也是最传统的控制方法是单移相(singlephaseshift，sps)控制，只有高频变压器原副边交流电压之间的相位一个控制量，这种方法控制简单，易于实现零电压开关，但在输入输出电压比不为1的时候存在功率回流较大、零电压开关范围缩小、器件电流应力大等问题。为了解决这些问题研究者做了很多的努力，在单移相控制的基础上提出了扩展移相(extendedphaseshift，eps)控制方法、双重移相(dualphaseshift，dps)控制方法、三重移相(triplephaseshift，tps)控制方法。其中tps具有三个移相控制量，sps、dps和eps均是tps的简化形式，三个控制量更具一般性，也提高了控制的灵活性，可以通过分析得到三个控制量之间的约束条件，经过约束条件得到的三个控制量可以实现减小回流功率、降低开关器件电流应力以及零电压开关，提高变换器的传输效率。

全控开关器件在开通关断时若没有实现零电压开关，会造成功率损耗，同时产生大量的热量，导致全控开关器件及周边元件发热，降低变换器的传输效率、可靠性和寿命等，在变换器低功率工作下尤为明显，所以双有源全桥直流变换器工作在高频应用中低功率零电压开关的实现尤为重要，并且当前有很多实现电压传输比小于1时的零电压开关控制方法，但是很少有研究电压传输比大于1情况下的控制方法。

技术实现要素：

本发明提供了一种零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法，该方法给出了三重移相控制的三个移相值的函数关系及功率计算公式，其关系均由初等函数组成，计算简便，实现了电压传输比大于1时的变换器低功率分段零电压开关且回流功率较小，提高开关器件的工作环境和可靠性。

为了实现上述目的，本发明采用的技术解决方案如下：

一种零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法，该方法所基于的装置包括直流电源、高频变压器原边全桥h1、高频变压器副边全桥h2、高频电感l和高频变压器、直流负载、原边输入电容c1、副边输出电容c2以及数字控制器组成；所述高频变压器原边全桥h1由s1～s4四个全控开关器件组成，高频变压器副边全桥h2由q1～q4四个全控开关器件组成，所述直流电压源正极与原边输入电容c1、高频变压器原边全桥h1的直流母线正极相连接，直流电压源负极与原边输入电容c1、高频变压器原边全桥h1的直流母线负极相连接；所述高频变压器原边全桥h1前后桥臂两开关管中点分别与高频电感l一端和高频变压器原边负端相连接，高频电感l另一端与高频变压器原边正端相连接；所述直流负载的正极与副边输入电容c2正极、高频变压器副边全桥h2的直流母线正极相连接，直流负载负极与副边输入电容c2负极、高频变压器副边全桥h2的直流母线负极相连接；所述高频变压器副边全桥h2前后桥臂两开关管中点分别与高频变压器副边两端相连接，高频变压器变比为n:1；所述高频变压器原边全桥h1的四个全控开关管s1～s4的控制信号输入端和高频变压器副边全桥h2的四个全控开关器件q1～q4的控制信号输入端与所述数字控制器的pwm信号输出端相连接；

所述数字控制器包括移相参数计算器和移相调制器这两个部分，首先初始化数字控制器，设定变换器基本参数变压器变比n、高频电感l、频率fs，期望输出电压值vref，采样得到输入电压v1、输出电压v0、输出电流i0，移相参数计算器计算输出电压值为vref时的输出功率p，通过控制方法计算后输出三个移相信号给所述移相调制器，所述移相调制器的开关控制信号输出端与所述原副边全桥相对应的全控开关管s1～s4和q1～q4相连接；所述三重移相值为高频变压器原副边h桥之间的移相比d0、原边h1全桥内移相比d1、副边h2全桥内移相比d2三个移相控制量；

其特征是：包括以下步骤：

1)所述数字控制器按公式(1)计算出输入输出电压传输比m：

取m＞1，且满足式(2)所确定的传输功率范围，

2)双有源全桥变换器d0、d1、d2三个控制量的计算：

使用下式得到对应的三个移相控制量：

其中，t为双有源全桥直流变换器的半开关周期；对于α，0＜α＜1，α的值越靠近0，产生的回流功率越大，即在相同的传输功率下，显著增加电感电流有效值；相对应的，α的值越靠近1，双有源全桥变换器需要越大的死区时间来实现全部器件的零电压开关；

3)所述的数字控制器按所述的高频变压器原副边h桥之间的移相比d0、原边h1全桥内移相比d1、副边h2全桥内移相比d2三个移相控制量形成驱动信号，八个开关管的驱动信号通过输出端口驱动所述原边h1全桥、副边h2全桥的八个全控开关器件，通过以上控制方法即实现一种零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法，实现原边h1全桥、副边h2全桥的八个全控开关器件均能零电压开关。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.本发明能适应m＞1时任意电压传输比的情况，适用于变换器低功率范围。

2.本发明降低了器件发热，提高了变换器的可靠性，提升了变换器的传输效率。

附图说明

图1为dab变换器的电路原理图。

图2为tps控制时电压传输比大于1的主要波形图。

图3为该控制方法下α变化时，电感电流随功率变化的曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细说明。

如图1、图2所示，本发明种电压传输比大于1的低功率dab零电压开关控制方法的具体实现过程如下：

本发明公开一种零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法，该方法所基于的装置包括直流电源、高频变压器原边全桥h1、高频变压器副边全桥h2、高频电感l和高频变压器、直流负载、原边输入电容c1、副边输出电容c2以及数字控制器组成；所述高频变压器原边全桥h1由s1～s4四个全控开关器件组成，高频变压器副边全桥h2由q1～q4四个全控开关器件组成，所述直流电压源正极与原边输入电容c1、高频变压器原边全桥h1的直流母线正极相连接，直流电压源负极与原边输入电容c1、高频变压器原边全桥h1的直流母线负极相连接；所述高频变压器原边全桥h1前后桥臂两开关管中点分别与高频电感l一端和高频变压器原边负端相连接，高频电感l另一端与高频变压器原边正端相连接；所述直流负载的正极与副边输入电容c2正极、高频变压器副边全桥h2的直流母线正极相连接，直流负载负极与副边输入电容c2负极、高频变压器副边全桥h2的直流母线负极相连接；所述高频变压器副边全桥h2前后桥臂两开关管中点分别与高频变压器副边两端相连接，高频变压器变比为n:1；所述高频变压器原边全桥h1的四个全控开关管s1～s4的控制信号输入端和高频变压器副边全桥h2的四个全控开关器件q1～q4的控制信号输入端与所述数字控制器的pwm信号输出端相连接；

所述数字控制器包括移相参数计算器和移相调制器这两个部分，首先初始化数字控制器，设定变换器基本参数变压器变比n、高平电感l、频率fs，期望输出电压值vref，采样得到输入电压v1、输出电压v0、输出电流i0，移相参数计算器计算输出电压值为vref时的输出功率p，通过控制方法计算后输出三个移相信号给所述移相调制器，所述移相调制器的开关控制信号输出端与所述原副边全桥相对应的全控开关管s1～s4和q1～q4相连接；所述三重移相值为高频变压器原副边h桥之间的移相比d0、原边h1全桥内移相比d1、副边h2全桥内移相比d2三个移相控制量；

具体包括以下步骤：

1)所述数字控制器按公式(4)计算出输入输出电压传输比m：

取m＞1，且满足式(5)所确定的传输功率范围，

2)双有源全桥变换器d0、d1、d2三个控制量的计算：

使用下式得到对应的三个移相控制量：

其中，t为双有源全桥直流变换器的半开关周期。d2由传输功率所确定。如图3，α的值越靠近0，产生的回流功率越大，即在相同的传输功率下，显著增加电感电流有效值；相对应的，α的值越靠近1，双有源全桥变换器需要越大的死区时间来实现全部器件的零电压开关；

3)所述的数字控制器按所述的高频变压器原副边h桥之间的移相比d0、原边h1全桥内移相比d1、副边h2全桥内移相比d2三个移相控制量形成驱动信号，八个开关管的驱动信号通过输出端口驱动所述原边h1全桥、副边h2全桥的八个全控开关器件，通过以上控制方法即实现一种零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法，实现原边h1全桥、副边h2全桥的八个全控开关器件均能零电压开关。

以上所述仅为本发明的较佳实施方案而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。