GaN芯片负压控制电路及设备的制作方法

本发明涉及通信电路技术领域，特别是涉及一种gan(氮化镓)芯片负压控制电路及设备。

背景技术

随着5g(5th-generation，第五代移动通信技术)移动通信网络的到来，射频前端的工作频率将会越来越高。其中，对于功放芯片来说，传统的ldmos(横向扩散金属氧化物半导体)芯片已经不具有竞争优势。因此，采用gan材料的功放芯片将成为日后功放的主流。同时，在5g通信频段，由于tdd(timedivisionduplexing，时分双工)的工作模式可以更方便的调节上下行的传输时隙，更有利于波束赋形的应用。

在实现过程中，发明人发现传统技术中至少存在如下问题：传统的gan芯片控制电路并未提供在tdd模式下的控制方式。

技术实现要素：

基于此，有必要针对传统的gan芯片控制电路并未提供在tdd模式下的控制方式的问题，提供一种gan芯片负压控制电路及设备。

为了实现上述目的，一方面，本发明实施例提供了一种gan芯片负压控制电路，包括比较器电路，漏压关断电路以及二极管；比较器电路包括第一比较器和第二比较器；

第一比较器的输出端连接二极管的负极，其中一个输入端用于连接tdd信号端；第二比较器的其中一个输入端用于接入负压信号；

漏压关断电路的输入端连接第二比较器的输出端，输出端用于连接gan芯片的漏极；二极管的正极用于接入负压信号和连接gan芯片的栅压管脚。

在其中一个实施例中，漏压关断电路为mos管开关电路、三极管开关电路或二极管开关电路。

在其中一个实施例中，mos管开关电路包括基极连接第二比较器的输出端、集电极用于连接第一电源的第一npn型三极管，基极连接第一npn型三极管、集电极用于连接第二电源的集电极的第二npn型三极管，以及栅极连接第二npn型三极管的集电极、源极用于连接第二电源、漏极用于连接gan芯片的漏极的p沟道增强型mos管；

第一npn型三极管的发射极和第二npn型三极管的发射极均接地。

在其中一个实施例中，第一比较器的输入端包括第一输入端和第二输入端；第二比较器的输入端包括第三输入端和第四输入端；

第一输入端用于连接tdd信号端；

第二输入端用于连接第一比较电源；

第三输入端用于接入负压信号；

第四输入端用于连接第二比较电源。

在其中一个实施例中，比较器电路为电压双路比较器。

在其中一个实施例中，还包括信号输出端分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端的反相放大电路；

反相放大电路的信号输入端用于连接控制单元；控制单元用于输出预设控制电压。

在其中一个实施例中，反相放大电路为双运算放大器；

双运算放大器的负压信号输出端分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端，其中一个输入端用于连接控制单元。

在其中一个实施例中，双运算放大器包括第一运算放大器和第二运算放大器；

第一运算放大器的正相输入端用于连接控制单元，反向输入端接地，输出端连接第二运算放大器的反相输入端；第二放大器的正相输入端接地，输出端分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端。

在其中一个实施例中，还包括分压电阻；

反相放大电路的信号输出端通过分压电阻分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端。

另一方面，本发明实施例还提供了一种gan芯片设备，包括gan芯片，控制单元，以及连接在gan芯片和控制单元之间的、如上述的gan芯片负压控制电路。

上述技术方案中的一个技术方案具有如下优点和有益效果：

gan芯片负压控制电路，包括比较器电路，漏压关断电路，以及正极分别用于接入负压信号、连接gan芯片的栅压管脚的二极管；比较器电路包括第一比较器和第二比较器；第一比较器的输出端连接二极管的负极，输入端用于连接tdd信号端；第二比较器的输入端用于接入负压信号；漏压关断电路的输入端连接第二比较器的输出端，输出端用于连接gan芯片的漏极。基于上述电路结构，解决gan芯片的供电时序控制问题，保证栅压开启到芯片工作电压后，漏压才开启，有效保证芯片的正常工作。同时，在不关断漏压的情况下，通过比较器实现由高低电平信号控制栅压从负压到工作电压之间的切换，实现tdd模式下gan芯片的正常工作。

附图说明

通过附图中所示的本发明的优选实施例的更具体说明，本发明的上述及其它目的、特征和优势将变得更加清晰。在全部附图中相同的附图标记指示相同的部分，且并未刻意按实际尺寸等比例缩放绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。

图1为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第一示意性结构图；

图2为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第二示意性结构图；

图3为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第三示意性结构图；

图4为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第四示意性结构图；

图5为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第五示意性结构图；

图6为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第六示意性结构图；

图7为一个实施例中gan芯片设备的结构示意图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件并与之结合为一体，或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“输出端”、“输入端”以及类似的表述只是为了说明的目的。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

相比于ldmos芯片，gan芯片是一种宽禁带器件，优点是功率密度高，击穿电压高，ron(芯片开启电阻)很低，开关频率高，因此它可以达到更高的效率，更小的损耗以及更小的占板面积，可以完成更多ldmos不太能实现的应用，比如classe等。由于在采用tdd模式的移动通信系统中，接收和传送在同一频率信道(即载波)的不同时隙，用保证时间来分离接收和传送信道。在5g通信频段，采用tdd模式的gan芯片将会成为5g通信市场的主流。但传统的gan芯片控制电路并未提供在tdd模式下的开关功放的控制方式。在tdd模式下如何有效控制芯片开关，并保护芯片不被烧毁，成为当下研究的热门方向。

针对传统的gan芯片控制电路并未提供在tdd模式下的控制方式的问题，本发明实施例提供一种gan芯片负压控制电路及设备，属于在tdd模式的gan芯片的开关时序电路，可有效地保障在tdd模式中、功放链路快速切换情况下，gan功放芯片的正常工作。

在一个实施例中，提供了一种gan芯片负压控制电路100，如图1所示，图1为一个实施例中gan芯片负压控制电路100的第一示意性结构图，包括比较器电路110，漏压关断电路120以及二极管130；比较器电路110包括第一比较器112和第二比较器114；

第一比较器112的输出端连接二极管130的负极，其中一个输入端用于连接tdd信号端；第二比较器114的其中一个输入端用于接入负压信号；漏压关断电路120的输入端连接第二比较器114的输出端，输出端用于连接gan芯片的漏极；二极管130的正极用于接入负压信号和连接gan芯片的栅压管脚。

具体而言，二极管130的正极连接gan芯片的栅压管脚，第一比较器112的输入端连接tdd信号端，输出端连接二极管130的负极，可对tdd信号端传输的信号进行比较，在输出端输出对应的电平信号；由高低电平信号可控制gan芯片的栅压从负压到工作电压之间的切换，实现tdd模式下gan芯片的正常工作。

第二比较器114的输入端接入负压信号，输出端连接漏压关断电路120，对负压信号进行比较，在输出端向漏压关断电路120输出对应的电平信号，可进行漏压的关断控制。

漏压关断电路120的输入端连接第二比较器114，输出端连接gan芯片的漏极，可基于第二比较器114的电平信号，进行对gan的漏极的关断控制。

需要说明的是，负压信号可分两支路分别进入负压控制电路中。其中，第一支路的负压信号接入二极管的正极，第一比较器的输出端电平保持不变时，负压信号可直接输入到gan芯片的栅压管脚；第二支路的负压信号接入到第二比较器的输入端，基于比较器对信号进行比较并输出对应的电平信号，可用于gan漏极的漏压关断控制。

应该注意的是，第一比较器的输出端没有接上拉电阻，而是连接二极管的负极并通过二极管的正极连接gan芯片的栅压管脚。当第一比较器输出端输出高电平时，第一比较器的工作状态对gan芯片的栅压不产生影响，负压信号可作为栅压，正常流进gan芯片的栅压管脚。而当第一比较器的输出端被拉低至比较器的负参考电平，例如-5v(伏特)；基于二极管的单向导通效应，流入gan芯片的栅压管脚的栅压也同样被拉低至负参考电平，而不是gan芯片栅极的工作电压。

基于上述电路结构，本发明实施例解决gan芯片的供电时序控制问题，可保证栅压开启到芯片工作电压后，漏压才开启，有效保证芯片的正常工作。同时，在不关断漏压的情况下，通过比较器实现由高低电平信号控制栅压从负压到工作电压之间的切换，实现tdd模式下gan芯片的正常工作。

在一个实施例中，漏压关断电路为mos管开关电路、三极管开关电路或二极管开关电路。

具体而言，漏压关断电路用于控制gan芯片的漏压的开和关，可为mos管开关电路、三极管开关电路或二极管开关电路，还可为继电器控制电路等。

在一个实施例中，如图2所示，图2为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第二示意性结构图，mos管开关电路包括基极连接第二比较器的输出端、集电极用于连接第一电源的第一npn型三极管，基极连接第一npn型三极管、集电极用于连接第二电源的集电极的第二npn型三极管，以及栅极连接第二npn型三极管的集电极、源极用于连接第二电源、漏极用于连接gan芯片的漏极的p沟道增强型mos管；

第一npn型三极管的发射极和第二npn型三极管的发射极均接地。

具体而言，mos管开关电路可包括第一npn型三极管，第二npn型三极管以及p沟道增强型mos管。第一npn型三极管的基极连接第二比较器的输出端，集电极连接第一电源，发射极接地。第二npn型三极管的基极连接第一npn型三极管的集电极，集电极连接第二电源，发射极接地。第二npn型三极管的集电极和第二电源均与p沟道增强型mos管的栅极连接；p沟道增强型mos管的源极连接第二电源，漏极连接gan芯片的漏极，并且，漏极通过电阻接地。

需要说明的是，当第二比较器输出端输出低电平时，第一npn型三极管截止，第二npn型三极管导通，p沟道增强型mos管的栅极和源极之间形成压差，实现第二电源的漏压的导通并进入gan芯片的漏极；当第二比较器输出端输出高电平时，第一npn型三极管导通，第二npn型三极管截止，第二电源无法正常通过p沟道增强型mos管。

可选的，第一电源可输出5v电压，第二电源可输出28v电压。

进一步的，在一个实施例中，mos管开关电路还可包括第一接地电阻、第二接地电阻以及第三接地电阻。第一接地电阻的一端连接p沟道增强型mos管的漏极，另一端接地；第二接地电阻的一端连接p沟道增强型mos管的漏极，另一端接地；第三接地电阻的一端连接p沟道增强型mos管的漏极，另一端接地。

在一个实施例中，如图3所示，图3为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第三示意性结构图，第一比较器的输入端包括第一输入端和第二输入端；第二比较器的输入端包括第三输入端和第四输入端；

第一输入端用于连接tdd信号端；

第二输入端用于连接第一比较电源；

第三输入端用于接入负压信号；

第四输入端用于连接第二比较电源。

具体而言，第一比较器的第一输入端可用于连接tdd信号端；第二输入端可用于连接第一比较电源；可对tdd信号端的信号以及第一比较电源的信号进行比较并输出对应的电平信号。

第二比较器的第三输入端可用于接入负压信号；第四输入端可用于连接第二比较电源；可对负压信号以及第二比较电源的信号进行比较并输出对应的电平信号。

需要说明的是，在第一输入端为正输入端时，第二输入端为负输入端；在第一输入端为负输入端时，第二输入端为正输入端；在第三输入端为正输入端时，第四输入端为负输入端；在第三输入端为负输入端时，第四输入端为正输入端；

可根据tdd信号端连接的比较器输入端的正负属性，调整第一比较电源的正负与大小，以使第一比较器输出端向gan芯片的栅压管脚输出对应的电平信号，控制gan芯片的栅压从负压到工作电压之间的切换，实现tdd模式下gan芯片的正常工作；可根据负压信号接入的比较器输入端的正负属性，调整第二比较电源的正负与大小，以使第二比较器输出端向漏压关断电路输出对应的电平信号，实现对漏压的关断控制。

在一个实施例中，第一比较器的正输入端连接tdd信号端，负输入端连接第一比较电源。可选的，第一比较电源可输出1.6v的信号，与tdd信号端输出的上下行高低电平信号做比较。

在一个实施例中，第二比较器的正输入端连接第二比较电源，负输入端接入负压信号。可选的，第二比较电源可输出-4v的信号，与负压信号做比较。

在一个实施例中，如图3所示，比较器电路为电压双路比较器。

具体而言，比较器电路可采用电压双路比较器。

需要说明的是，电压双路比较器包括与上述对应的第一比较器和第二比较器。第一比较器的输入端可用于连接tdd信号端；可将tdd信号端的信号与比较电源的信号进行比较并输出对应的电平信号。第二比较器的输入端可用于接入负压信号；可将负压信号与比较电源的信号进行比较并输出对应的电平信号。

在一个实施例中，电压双路比较器为lm2903mx型电压双路比较器、lm293型双路差动比较器、lm393a型双路差动比较器或lm293a型双路差动比较器。

具体而言，电压双路比较器可采用lm2903mx型电压双路比较器、lm293型双路差动比较器、lm393a型双路差动比较器或lm293a型双路差动比较器。

需要说明的是，电压双路比较器还可采用其它型号器件，本领域技术人员只需对外围电路及相关参数做调整，即可实现本发明实施例的作用。

在一个实施例中，如图4所示，图4为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第四示意性结构图，还包括信号输出端分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端的反相放大电路；

反相放大电路的信号输入端用于连接控制单元；控制单元用于输出预设控制电压。

具体而言，反相放大电路的信号输入端连接控制单元，信号输出端分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端。

需要说明的是，反相放大电路可对控制单元传输的信号进行放大以及电压反转，可用于调节、生成负压信号，并可将负压信号分别传输给第二比较器的输入端、gan芯片栅压管脚。

控制单元用于传输预设控制电压信号给反相放大电路；其中，预设控制电压可根据实际需要进行设置，例如，输出0至3v的可调电压。

可选的，控制单元可为处理器、mcu(microcontrollerunit，微控制单元)等。

在一个实施例中，如图5所示，图5为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第五示意性结构图，反相放大电路为双运算放大器；

双运算放大器的负压信号输出端分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端，其中一个输入端用于连接控制单元。

具体而言，反相放大电路可采用双运算放大器。

需要说明的是，双运算放大器中的一个运算放大器可通过控制信号输入端接收控制单元传输的信号并进行放大，另一个运算放大器可用于反转电压信号并通过负压信号输出端分别将负压信号传输至第二比较器，gan芯片的栅压管脚。

在一个实施例中，如图6所示，图6为一个实施例中gan芯片负压控制电路的第六示意性结构图，双运算放大器610包括第一运算放大器612和第二运算放大器614；

第一运算放大器612的正相输入端用于连接控制单元，反向输入端接地，输出端连接第二运算放大器614的反相输入端；第二运算放大器614的正相输入端接地，输出端分别连接二极管620的正极、第二比较器634的输入端。

具体而言，第一运算放大器612对控制单元传输的信号进行放大，并将放大后的信号传输至第二运算放大器614；第二运算放大器614对放大后的信号进行反转，可得到负压信号。通过控制单元调节控制电压的大小，可得到一定范围的负压信号，例如0至-5v。

在一个实施例中，如图5所示，还包括分压电阻；

反相放大电路的信号输出端通过分压电阻分别连接二极管的正极、第二比较器的输入端。

具体而言，分压电阻可对反相放大电路输出的负压信号进行调节，为gan芯片的栅压、第二比较器的输入端提供合适电压的负压信号。

在一个实施例中，双运算放大器可为lm2904m型双运算放大器或lm358型双运算放大器；二极管可为in4148型二极管；

第一npn型三极管、第二npn型三极管均可为mmbt3904型npn三极管；p沟道增强型mos管可为si2319cds型p沟道增强型mos管。

具体而言，双运算放大器可采用lm2904m型双运算放大器或lm358型双运算放大器。

需要说明的是，双运算放大器、二极管、第一npn型三极管、第二npn型三极管以及p沟道增强型mos管均可采用其它型号器件，本领域技术人员只需对外围电路及相关参数做调整，即可实现本发明实施例的作用。

在一个实施例中，如图6所示电路连接结构，控制单元包括mcu；双运算放大器610包括第一运算放大器612和第二运算放大器614；电压双路比较器630包括第一比较器632和第二比较器634；mos管开关电路640包括第一npn型三极管642，第二npn型三极管644以及p沟道增强型mos管646。

mcu可通过程序的控制，从adc管脚输出一个可调的电压值(0～3v)作为功放的栅压，进入第一运算放大器612的正相输入端，即双运算放大器610的3脚。vgs1_mcu经过第一运算放大器612先进行放大，再由第一运算放大器612的输出端(双运算放大器610的1脚)进入第二运算放大器614的反相输入端(双运算放大器610的6脚)，经过第二运算放大器614进行电压反转，即可得到所需的负压信号。通过mcu调节vgs1_mcu电压的大小，即可得到0至-5v的负压信号。

具体的，栅压由mcu提供进入双运算放大器610的3脚，通过运放放大并反相之后，提供0至-5v的电压从双运算放大器610的7脚引出。在通过分压电阻650之后分为上下两个支路。

上支路通过第一比较器632进行比较；其中，第一比较器632的正相输入端连接tdd信号端，反相输入端连接正压比较电源，输出端连接二极管620的负极；二极管620的正极连接gan芯片的栅压管脚。

具体的，tdd模式中下行的使能信号传输至电压双路比较器630的3脚，1.6v的正压电源接入电压双路比较器630的2脚，二极管620的负极接入电压双路比较器630的1脚。当电压双路比较器630的3脚输入高电平时，由于2脚固定为1.6v，因此1脚电平保持不变，此时，从分压电阻650后过来的负压信号将直接输入到gan芯片的栅压管脚；当3脚输入低电平时，则1脚被拉低到-5v。即输入进gan芯片栅压的负压信号被拉低到-5v。电压双路比较器630实现了由外部上下行高低电平信号对栅压从-5v到适当栅压如-1.8v之间的切换。

应该注意的是，第一比较器632的输出端没有接上拉电阻，而是连接二极管620的负极并通过二极管620的正极连接gan芯片的栅压管脚。当第一比较器632的正输入端电平高于其负输入端，第一比较器632的输出端仍无法输出高电平，此时，第一比较器632的工作状态对gan芯片的栅压不产生影响，负压信号可作为栅压，正常流进gan芯片的栅压管脚。而当第一比较器632的正输入端电平低于其负输入端时，第一比较器632的输出端可被拉低至比较器的负参考电平，例如-5v；基于二极管620的单向导通效应，流入gan芯片的栅压管脚的栅压也同样被拉低至负参考电平，而不是栅极工作电压。

从分压电阻650右端向下的负压信号进入第二比较器634的反相输入端；第二比较器634的正相输入端接入负压比较电源，输出端连接第一npn型三极管642的基极；第一npn型三极管642的集电极分别连接第一电源、第二npn型三极管644的基极，发射极接地；第二npn型三极管644的基极连接第一电源，集电极分别连接第二电源、p沟道增强型mos管646的栅极，发射极接地；p沟道增强型mos管646的栅极分别连接第二电源、第二npn型三极管644的集电极，源极连接第二电源，漏极连接所述gan芯片的漏极。并且，p沟道增强型mos管646的漏极通过接地电阻648接地；其中接地电阻648包括并联的第一接地电阻、第二接地电阻以及第三接地电阻。

具体的，负压信号(如-1.8v)进入电压双路比较器630的6脚，与5脚输入的-4v负压比较电源进行比较，并从7脚输出漏压控制信号来进行gan芯片的漏压关断控制。当6脚输入的负压信号的电压大于-4v时，7脚输出低电平，则第一npn型三极管642截止，第二npn型三极管644导通，在p沟道增强型mos管646的栅极g和源极s之间形成压差，实现28v的第二电源的漏压导通；同理，当6脚输入的负压信号的电压小于-4v，则28v无法正常通过p沟道增强型mos管646。

双运算放大器610输出的负压信号vgs的端口一路直接进入到gan芯片，作为功放的栅压；另一路控制gan芯片的漏压vds，保证gan芯片在负压信号vgs进入功放之后，vds才进入功放。通过上述电路结构，实现栅压控制漏压开和关，以及上下行切换信号控制栅压开和关的功能。

本发明实施例解决gan芯片的供电时序控制问题，保证栅压开启到芯片工作电压后，漏压才开启，有效保证芯片的正常工作。同时，在不关断漏压的情况下，通过比较器实现由高低电平信号控制栅压从负压到工作电压之间的切换，实现tdd模式下gan芯片的正常工作。

在一个实施例中，如图7所示，图7为一个实施例中gan芯片设备的结构示意图，提供了一种gan芯片设备，包括gan芯片，控制单元，以及连接在gan芯片和控制单元之间的、如上述的gan芯片负压控制电路。

具体而言，控制单元可提供控制信号和/或负压信号；gan芯片负压控制电路处理控制单元传输的信号以及tdd信号端传输的信号，生成并传输对应的电平信号给gan芯片，实现在tdd模式下对gan芯片的控制。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。