多机并联系统的改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法与流程

本发明涉及新能源分布式发电领域，特别是多机并联系统的改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法。

背景技术

传统能源的日益枯竭和人类愈发膨胀的用电需求之间存在矛盾，使得新能源的开发和利用得到世界各国普遍重视。新能源以其低碳化、可持续的独特优势缓解传统能源的紧张局势，促进电网和谐发展。因此，以太阳能为代表的新能源已经步入快速发展阶段并且成为国内第三大主力电源。

新能源发电主要呈现“规模化分散开发、低压接入、就地消纳”和“大规模集中开发、中高压接入、高压远距离外送消纳”两种方式。后者以其独有的高效率和集中管理等优势成为新能源发电产业的重要趋势。新能源电站采用多机并联入网的系统结构，既能提高新能源发电的输出功率及故障冗余运行，又能实现并网逆变器容量的优化配置。

然而，在大型新能源电站中，一方面由于较长的输配电线路和较多的隔离变压器会导致电网阻抗不可忽略。另一方面当多机连接到同一电网公共耦合点时，任一并网逆变器在公共耦合点对应的电网等效阻抗会随逆变器数量增加而增加。此时，由于逆变器侧和电网侧谐波的存在，多机与电网在公共耦合点处形成的分布式阻抗网络必然会受到谐波源激励而发生交互作用，可能引发大型新能源电站与电网之间的高频振荡现象，威胁着大型新能源电站的安全稳定运行。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种多机并联系统的改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法，有效地抑制多机并联的谐波电流流入电网，避免阻抗网络的高频振荡现象发生。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：多机并联系统的改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法，其包括以下步骤：

1)以d轴为例，j＝1,2,…,n，将直流侧电压udcj与直流侧电压参考值udcrefj相减，得到差值euj；

2)将差值euj与电压外环pi控制器的传递函数gu相乘，得到d轴网侧电感电流参考值iodrefj；

3)将d轴网侧电感电流参考值iodrefj与(1+hmfj)×iodj相减，得到差值eij，其中，iodj是d轴网侧电感电流，hmfj是d轴网侧电感电流的反馈系数；

4)将差值eij与电流内环pi控制器的传递函数gi相乘，得到d轴占空比ddj；

5)将d轴占空比ddj与逆变器的等效增益gpwm相乘，得到d轴逆变器输出电压uinvdj；

6)将d轴逆变器输出电压uinvdj与d轴滤波电容电压uc1dj相减，得到d轴逆变器侧电感电压ul1dj；

7)将d轴逆变器侧电感电压ul1dj与逆变器侧电感的导纳1/zl1j相乘，得到d轴逆变器侧电感电流il1dj，其中，zl1j是逆变器侧电感的阻抗，zl1j＝sl1j+rl1j，l1j是逆变器侧电感，rl1j是逆变器侧电感的寄生电阻，s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率；

8)将d轴逆变器侧电感电流il1dj与d轴网侧电感电流iodj相减，得到d轴滤波电容电流ic1dj；

9)将d轴滤波电容电流ic1dj与滤波电容的阻抗zc1j相乘，得到d轴滤波电容电压uc1dj，其中，zc1j是滤波电容的阻抗，zc1j＝1/sc1j，c1j是滤波电容；

10)将d轴滤波电容电压uc1dj与d轴公共耦合点电压upccd相减，得到d轴网侧电感电压uodj；

11)将d轴网侧电感电压uodj与网侧电感的导纳1/zl2j相乘，得到d轴网侧电感电流iodj，其中，zl2j是网侧电感的阻抗，zl2j＝sl2j+rl2j，l2j是网侧电感，rl2j是网侧电感的寄生电阻；

12)将d轴网侧电感电流iodj与比例增益kj相乘，得到交流侧输入电流idcj；

13)将直流侧输出电流iotj与交流侧输入电流idcj相减，得到直流侧电容电流icdcj；

14)将直流侧电容电流icdcj与直流侧电容的阻抗zdcj相乘，得到直流侧电压udcj其中，zdcj是直流侧电容的阻抗，zdcj＝1/scdcj，cdcj是直流侧电容。

步骤2)中，电压外环pi控制器的传递函数gu的表达式为gu＝kpu+kiu/s，kpu是电压外环比例系数，kiu是电压外环积分系数。电压外环比例系数kpu取值范围为0.7≤kpu≤0.9，电压外环积分系数kiu取值范围为50≤kiu≤70。

步骤3)中，d轴网侧电感电流的反馈系数hmfj的表达式为：

其中，zmsj是串联虚拟阻抗，zmsj＝r1gmn，r1是比例系数，gmn是改进型带阻滤波器，fo为特征频率(即基波频率)，k1和k2为比例系数，与改进型带阻滤波器的带宽和陷波深度有关，α为偏差系数。r1取值范围为10<r1<20，k1取值范围为4×10^-4<k1<6×10^-4，k2取值范围为4×10^-1<k2<6×10^-1，α取值范围为1.9<α<2.1。

步骤4)中，电流内环pi控制器的传递函数gi的表达式为gi＝kpi+kii/s，kpi是电流内环比例系数，kii是电流内环积分系数。电流内环比例系数kpi取值范围为0.4≤kpi≤0.5，电流内环积分系数kii取值范围为900≤kii≤1100。

步骤5)中，逆变器的等效增益gpwm的取值范围为350≤gpwm≤360。

步骤12)中，比例增益kj的表达式为：

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明利用多机并联系统的改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法，该方法在网侧电感电流反馈中引入改进型带阻滤波器，改进型带阻滤波器在特征频率处具有一定的陷波深度，同时引入的相角偏差相对较小。通过改进型带阻滤波器后，网侧电感电流中基波频率分量会得到极大地衰减，而其他频率分量几乎可以无损地通过，提取的除工频外的其他电流分量用于阻抗重塑控制，不仅有效地抑制多机并联的谐波电流流入电网，避免阻抗网络的高频振荡现象发生，而且提高系统的相角裕度，保证系统在弱电网下足够的稳定和较好的动态性能。

附图说明

图1为本发明一实施例多机并网系统的结构图；

图2为本发明一实施例改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法的双闭环控制框图；

图3为本发明一实施例改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法的双闭环等效控制框图；

图4为本发明一实施例改进型带阻滤波器偏差系数对电压外环稳定性的影响；

图5为本发明一实施例无带阻滤波器情况下公共耦合点电压upcc和并网电流ig的实验波形；

图6为本发明一实施例有改进型带阻滤波器情况下公共耦合点电压upcc和并网电流ig的实验波形。

具体实施方式

图1为多机并网系统的结构图，由光伏阵列和dc/dc变换器通过lcl型并网逆变器接入配电网。其中：j＝1,2,…,n，电容cdj、电感ldcj和两个功率管构成dc/dc变换器，直流侧电容cdcj用来稳定直流侧电压udcj，逆变器侧电感l1j、滤波电容c1j和网侧电感l2j构成lcl滤波器，rl1j和rl2j分别为l1j和l2j的寄生电阻，zg为电网阻抗，uinj为输入电压，uinvj为逆变器的输出电压，uc1j为滤波电容电压，upcc为pcc电压，ug为电网电压，ildcj、iotj和idcj分别为直流侧电感电流、直流侧输出电流和交流侧输入电流。il1j、ic1j、ioj和ig分别为逆变器侧电感电流、滤波电容电流、网侧电感电流和并网电流。

图2为改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法的双闭环控制框图，以d轴为例，j＝1,2,…,n，将直流侧电压udcj与直流侧电压参考值udcrefj相减，得到差值euj。

将差值euj与电压外环pi控制器的传递函数gu相乘，得到d轴网侧电感电流参考值iodrefj。

将d轴网侧电感电流参考值iodrefj与(1+hmfj)×iodj相减，得到差值eij，其中，iodj是d轴网侧电感电流，hmfj是d轴网侧电感电流的反馈系数。

将差值eij与电流内环pi控制器的传递函数gi相乘，得到d轴占空比ddj。

将d轴占空比ddj与逆变器的等效增益gpwm相乘，得到d轴逆变器输出电压uinvdj。

将d轴逆变器输出电压uinvdj与d轴滤波电容电压uc1dj相减，得到d轴逆变器侧电感电压ul1dj。

将d轴逆变器侧电感电压ul1dj与逆变器侧电感的导纳1/zl1j相乘，得到d轴逆变器侧电感电流il1dj，其中，zl1j是逆变器侧电感的阻抗，zl1j＝sl1j+rl1j，l1j是逆变器侧电感，rl1j是逆变器侧电感的寄生电阻，s＝jω，j是虚部单位符号，ω是电网角频率。

将d轴逆变器侧电感电流il1dj与d轴网侧电感电流iodj相减，得到d轴滤波电容电流ic1dj。

将d轴滤波电容电流ic1dj与滤波电容的阻抗zc1j相乘，得到d轴滤波电容电压uc1dj，其中，zc1j是滤波电容的阻抗，zc1j＝1/sc1j，c1j是滤波电容。

将d轴滤波电容电压uc1dj与d轴公共耦合点电压upccd相减，得到d轴网侧电感电压uodj。

将d轴网侧电感电压uodj与网侧电感的导纳1/zl2j相乘，得到d轴网侧电感电流iodj，其中，zl2j是网侧电感的阻抗，zl2j＝sl2j+rl2j，l2j是网侧电感，rl2j是网侧电感的寄生电阻。

将d轴网侧电感电流iodj与比例增益kj相乘，得到交流侧输入电流idcj。

将直流侧输出电流iotj与交流侧输入电流idcj相减，得到直流侧电容电流icdcj。将直流侧电容电流icdcj与直流侧电容的阻抗zdcj相乘，得到直流侧电压udcj其中，zdcj是直流侧电容的阻抗，zdcj＝1/scdcj，cdcj是直流侧电容。

忽略逆变器损耗，系统输入到电网的功率为

pgj＝udcjidcj＝1.5upccdiodj(1)

式中pgj为交流侧功率。

由式(1)可知，比例增益kj的表达式为

为了维持系统的动态平衡，即保证直流侧电压恒定，需要对直流侧电压udcj进行闭环控制。

由图2可知，电流内环的闭环传递函数为

iodj＝gcpijiodrefj-ycpijupccd(3)

式中gcpij为电流内环的等效系数，ycpij为电流内环的等效导纳，

将图2进行等效变换，得到改进型带阻滤波器高频振荡抑制方法的双闭环等效控制框图，如图3所示。其中：zmsj为串联虚拟阻抗，zmsj＝r1gmn，r1为比例系数，gmn为改进型带阻滤波器。从阻抗的角度出发，采用重塑并网逆变器的输出阻抗技术，在并网逆变器的输出阻抗串联虚拟阻抗，可以在一定程度上抑制高频振荡。由图3可知，系统的等效闭环传递函数为

iodj＝gcpieqjiodrefj-ycpieqjupccd(4)

式中gcpieqj为单机变换后的电流内环等效系数，ycpieqj为单机变换后的电流内环等效导纳，

为使图2与图3实现相同的目的，式(3)中电流源等效系数和等效导纳与式(4)中的对应相等，其表达式为

由式(5)可知，网侧电感电流反馈系数hmfj的表达式为

其中，改进型带阻滤波器gmn的表达式为

式中fo为特征频率(即基波频率)，k1和k2为比例系数，与改进型带阻滤波器的带宽和陷波深度有关，α为偏差系数。

图4为改进型带阻滤波器偏差系数对电压外环稳定性的影响，当α从1.0增加到2.0时，系统的相角裕度从pm1＝25.64°增大到pm3＝39.54°。当α＝1.6和2.0时，满足系统在弱电网下具有足够的稳定和较好的动态性能的条件。

图5为无带阻滤波器情况下公共耦合点电压upcc和并网电流ig的实验波形，由图5可知，2台逆变器并联运行时，公共耦合点电压upcc的畸变率为6.79％，并网电流ig的畸变率为12.67％，谐振现象明显，原因在于高频谐波电流频率等于逆变器等效输出阻抗的并联谐振频率，导致网络发生并联谐振。

图6为有改进型带阻滤波器情况下公共耦合点电压upcc和并网电流ig的实验波形，由图6可知，2台逆变器并联运行时，公共耦合点电压upcc的畸变率为1.26％，并网电流ig的畸变率为2.14％。由于网络内引入足够的电阻性质的阻尼分量，系统能稳定运行。