本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种开关变换器的开关时间产生电路及开关时间控制方法。
背景技术
开关时间产生电路通常有两种形式，一种是导通时间产生电路，另一种是关断时间产生电路，由于现有技术中常控制导通时间或关断时间恒定，因此用于开关变换器的恒定导通时间(constantontime,cot)控制和恒定关断时间(constantofftime,cft)控制，两者都属于脉冲频率调制控制，与传统的pwm控制技术相比，cot和cft控制具有轻载效率高、瞬态响应快等优点，因此在开关变换器中得到了广泛应用。
图1a给出了现有技术中应用恒定导通时间控制的buck变换器的电路图，其中buck变换器包括主功率管hs，和同步功率管ls。图1b为图1a所示的恒定导通时间产生电路的控制信号波形。从图1a中可以看出，根据输出信号的反馈信号vfb与基准信号ref产生控制信号vs，在此控制主功率管hs的开通，即为rs触发器的置位信号；恒定导通时间产生电路经固定时间后产生恒定时间控制信号vt，也即rs触发器的复位信号，以控制主功率管hs的关断。恒定导通时间产生电路包括并联的第一电流源ccs1、第一电容c和第一开关s，用以在第一电容c上产生斜坡信号vc，其中第一开关s受驱动信号tg的反相信号控制，而驱动信号tg与开关变换器的主功率管hs的驱动信号相同。第一电流源ccs1产生的第一电流iref1可以为固定的电流，也可以为与输入信号vin成比例的电流。在第一开关s关断时第一电流iref1对第一电容c充电，而在第一开关s导通时，第一电容c迅速放电至零，从而产生斜坡信号vc。恒定导通时间产生电路还包括比较器cmpr，其反相输入端接收参考信号vref，同相输入端接收斜坡信号vc。当斜坡信号vc达到参考信号vref时，产生恒定时间控制信号vt，从而关断主功率管hs。
图2a为现有技术的的恒定关断时间产生电路，图2b为图2a所示的恒定关断时间产生电路的控制信号波形。恒定关断时间产生电路的结构与图1a所示的恒定导通时间产生电路基本相同，不同之处在于，第一开关s受驱动信号bg控制的反相信号控制，其中驱动信号bg与主功率管hs的驱动信号相反，使得第一电流源ccs1产生的第一电流iref1在第一开关s关断时，也就是主功率管hs关断时为第一电容c充电，在第一开关s导通，即主开关管hs导通时第一电容c放电至零，从而产生斜坡信号vc。当斜坡信号vc达到参考信号vref时，产生恒定时间控制信号vt，从而开通主功率管hs。如图1a所示反馈信号vfb通过环路产生的控制信号vs在此控制主功率管hs的关断。
但是，由于cot控制中导通时间固定，当负载由轻载往重载跳变时关断时间的响应时间由反馈环路决定。因此，当环路响应速度足够快，会使得开关变换器以恒定导通时间加上最小关断时间工作，大大限制了负载的响应速度，输出信号vout会出现很大的过冲。当负载由重载往轻载跳变时，负载的响应速度同样受到限制，输出信号vout出现很大的跌落。同理，在cft控制中，由于关断时间固定，使得开关变换器在负载变化时响应速度也受到了限制，输出信号vout出现很大的过冲或跌落。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明提出了一种开关变换器的开关时间产生电路及开关时间控制方法，根据输出信号的变化信息产生调节信号，并根据调节信号改变恒定时间控制信号的产生时刻，以实现在负载跳变时，能更加快速地调节功率管的开关时间长度，从而改善输出信号的过冲或跌落，提高负载的动态响应。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1a为现有技术中应用恒定导通时间控制的buck变换器的电路图；
图1b为图1a所示的恒定导通时间产生电路的控制信号波形图；
图2a为现有技术的恒定关断时间产生电路图；
图2b为图2a所示的恒定关断时间产生电路的控制信号波形图；
图3a为本发明实施例的一种调节时间产生电路图；
图3b为本发明实施例的另一种调节时间产生电路图；
图4a为本发明实施例的一种导通时间产生电路图；
图4b为图4a所示的导通时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图；
图5a为本发明实施例的另一种导通时间产生电路图；
图5b为图5a所示的导通时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图；
图6a为本发明实施例的一种关断时间产生电路图；
图6b为图6a所示的关断时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图；
图7a为本发明实施例的另一种关断时间产生电路图；以及
图7b为图7a所示的关断时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图3a给出了本发明实施例的一种调节时间产生电路图，用以产生调节信号vadj。调节信号产生电路包括调理电路和差值电路，其中调理电路被配置为低通滤波器，包括串联在调理电路的输入端和地之间的电阻rl和电容cl。调理电路的输入端输入与输出信号相关(例如，成正比)的第一输出信号vout1，输出端产生第二输出信号vout2。当第一输出信号vout1发生跳变时，第二输出信号vout2无法立即跟随改变，而在该跳变瞬间保持为第一输出信号vout1发生跳变前的状态。差值电路用以接收第一输出信号vout1和第二输出信号vout2，并根据两者的差值产生调节信号vadj，即vadj＝k(vout2-vout1)。本实施例中，低通滤波器的时间常数越小，则改善输出信号过冲或跌落的效果越不明显，低通滤波器的时间常数越大，改善的效果越好，但会使得系统体积增大，因此可以根据实际需要来设置低通滤波器的参数。应理解，低通滤波器可以有其他任意形式具有低通滤波功能的电路构成。
图3b给出了本发明实施例的另一种调节时间产生电路图。与图3a相比，不同的是调理电路包括采样保持电路。应理解采样保持电路可以为任何现有技术的电路结构或通过数字控制产生。调理电路用以采样第一输出信号vout1保持一段时间后输出第二输出信号vout2，保持的时间可以根据实际情况进行调整。同样第二输出信号在第一输出信号vout1发生跳变时保持为第一输出信号vout1跳变前的状态。当输出信号接近输出信号的期望值时，调节信号vadj不再对恒定时间控制信号vt的产生时刻进行调节。
应理解，本发明的调理电路还可以采用低通滤波器与采样保持电路串联构成。其中在低通滤波器尺寸相同时，采样保持器的加入使得第二输出信号vout2保持第一输出信号vout1跳变前的状态的时间更久，调节效果更好。换言之，采样保持器的加入使得低通滤波器的电阻和电容的值减小以达到同样的效果，从而减小低通滤波器的尺寸。
图4a给出了本发明实施例的一种导通时间产生电路图。图4b给出了图4a所示的导通时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图，其中实线为负载跳变后的波形，虚线为负载跳变前的波形。
与图1a相比，图4a中导通时间产生电路与图1a所示的恒定导通时间产生电路的结构基本相同，在此不再进行说明。其不同之处在于本实施例中导通时间产生电路增加了一个第二电流源ccs2，受调节信号vadj控制而产生第二电流iref2以调节主功率管hs的导通时间。其中调节信号vadj可以通过图3a和图3b所示的任一种方式或其他具有相同功能的电路产生，在此不再进行说明。第二电流源ccs2与第一电流源ccs1并联，且两者参考电流方向相反。第一开关s受与主功率管的驱动信号逻辑相反的驱动信号控制。在本实施例中，驱动信号tg’与主功率管的驱动信号逻辑相同，且与反相器相连，最终输出与主功率管的驱动信号逻辑相反的驱动信号控制第一开关s。应理解，导通时间产生电路还可以有连接其他形式，以实现相同功能。
当负载由轻载往重载跳变时，第一输出信号vout1瞬间减小，而第二输出信号vout2在该瞬间保持为第一输出信号vout1跳变前的状态，因此还未发生变化，使得第二输出信号vout2与第一输出信号vout1的差值为正，从而使得第二电流iref2与第一电流iref1的方向相反，两者共同给第一电容c充电的充电电流减小，即从图4b中可以看出斜坡信号vc’的斜率较之负载跳变前的斜坡信号vc变小。而参考信号vref不变，因此斜坡信号vc’到达参考信号vref的时间变长，比较器cmpr产生恒定时间控制信号vt’的时刻较之负载跳变前的恒定时间控制信号vt滞后，其中恒定时间控制信号vt在导通时间产生电路中用以控制主功率管的关断时刻，因此负载跳变后的恒定时间控制信号vt’产生的时刻滞后使得主功率管的导通时间增大。此后输出信号逐渐增大到输出信号的期望值，第一输出信号vout1相应增大，第二输出信号vout2也逐渐接近第一输出信号vout1，使得调节信号vadj的值很小，基本不再改变恒定时间控制信号vt’产生的时刻。由于驱动信号tg’与主功率管的驱动信号一致，图4b中也可以看出，负载跳变后的驱动信号tg’比负载跳变前的驱动信号tg的高电平持续时间延长。最终减小输出信号的过冲，提高了负载的动态响应速度。
同理，当负载由重载往轻载跳变时，第一输出信号vout1瞬间增大，而第二输出信号vout2该瞬间还未变化，因此第二输出信号vout2与第一输出信号vout1的差值为负，因此第二电流iref2与第一电流iref1方向相同，使得第一电容c的充电电流增大，而参考信号vref1不变，最终使得主功率管的导通时间减少。最终减小输出信号的跌落，提高了负载的动态响应速度。该阶段并未在图中示出。
图5a为另一种导通时间控制电路。图5b为图5a所示的导通时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图，其中实线为负载跳变后的波形，虚线为负载跳变前的波形。
与图1a相比，图5a中的导通时间产生电路的不同之处在于，参考信号vref叠加了调节信号vadj生成第一参考信号vref1，其中vadj＝k(vout2-vout1)。
如上所述，在负载由轻载往重载跳变时，第一输出信号vout1减小，由于第二输出信号vout2在第一输出信号vout1跳变瞬间保持为第一输出信号vout1跳变前的状态，因此第二输出信号vout2此时还没变化，使得调节信号vadj为正值，从而在图5b中可以看出第一参考信号vref1＝vref+vadj变大，而斜坡信号vc’的斜率不变，因此达到第一参考信号vref1的时间较之负载跳变前延长，使得比较器cmpr产生恒定时间控制信号vt’的时刻也比负载跳变前产生的恒定时间控制信号vt滞后，从而使得主功率管的导通时间增大。对应图5b中驱动信号tg’的高电平持续时间与负载跳变前相比更长，从而减小了输出信号的过冲，提高了负载的动态响应速度。
同理，在负载由重载往轻载跳变时，第一输出信号vout1增大，由于第二输出信号vout2在瞬间还未变化，使得调节信号vadj为负值，最终使得主功率管的导通时间减小，从而减小了输出信号的跌落，提高了负载的动态响应速度。该阶段并未在图中示出。
图6a示出了一种关断时间产生电路。图6b给出了图6a所示的关断时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图，其中实线为负载跳变后的波形，虚线为负载跳变前的波形。
图6a中关断时间产生电路与图2a的现有技术的关断时间产生电路相似，其不同之处在于关断时间产生电路中增加了第二电流源ccs2，且受调节信号vadj控制产生第二电流iref2＝k(vout2-vout1)，以调节主功率管的关断时间。第二电流源ccs2与第一电流源ccs1并联，且两者参考方向相同。第一开关s受与主功率管驱动信号相同的信号控制，本实施例中，驱动信号bg’与主功率管的驱动逻辑相反，并与一反相器相接，最终输出与主功率管驱动信号相同的信号控制第一开关s。应理解，其他用以实现该功能的电路形式均在本发明范围之内。
当负载由轻载往重载跳变时，如上所述，第一输出信号vout1瞬间减小，而第二输出信号vout2在该瞬间还未变化，因此第二输出信号vout2与第一输出信号vout1的差值为正，因此第二电流源ccs2产生的第二电流iref2与第一电流源ccs1产生的第一电流iref1方向相同，从而使得第一电容c的充电电流增大。从图6b中可以进一步看出，此时斜坡信号vc’的斜率相较于负载跳变前的斜坡信号vc的斜率有所增大，而参考信号vref不变，因此斜坡信号vc’到达参考信号vref的时间比斜坡信号vc缩短，从而比较器cmpr产生恒定时间控制信号vt’相较于负载跳变前产生的恒定时间控制信号vt的时刻提前，其中恒定时间控制信号vt在关断时间产生电路中用以控制主功率管的开通时刻，因此负载跳变后的恒定时间控制信号vt’产生的时刻提前，使得主功率管的关断时间缩短。对应图6b中此时驱动信号bg’比负载跳变前产生的驱动信号bg的高电平持续时间减小，驱动信号bg的高电平持续时间表征主功率管的关断时间，因此减小了输出信号的过冲。
同理，当负载由重载往轻载跳变时，如上所述，第一输出信号vout1瞬间增加，而第二输出信号vout2在该瞬间还未变化，因此第二输出信号vout2与第一输出信号vout1的差值为负，因此第二电流iref2与第一电流iref1的方向相反，从而第一电容c的充电电流减小，使得主功率管的关断时间延长，从而减小了输出信号的跌落，提高了负载的动态响应速度。
图7a给出了另一种关断时间产生电路。图7b给出了图7a所示的关断时间产生电路在负载由轻载往重载跳变前后的控制信号波形图，其中实线为负载跳变后的波形，虚线为负载跳变前的波形。与图2a中现有技术的关断时间产生电路相比，图7a所示的关断时间产生电路中第一参考信号vref1此时等于vref-vadj，同样，vadj＝k(vout2-vout1)。
当负载由轻载往重载跳变时，如上所述，调节信号vadj为正值，因此在图7b中可以看出此时第一参考信号vref1比负载跳变前的参考信号vref小，而第一电容c的充电电流不变，因此斜坡信号vc’的斜率和负载跳变前斜坡信号vc的斜率相同，从而斜坡信号vc’到达第一参考信号vref1的时间比斜坡信号vc到达参考信号vref的时间缩短，比较器cmpr产生恒定时间控制信号vt’的时刻也比负载跳变前产生恒定时间控制信号vt的时刻提前，从而使得主功率管的关断时间缩短。由于驱动信号bg’与主功率管的驱动信号逻辑相反，因此驱动信号bg’的高电平持续时间表征主功率管的关断时间。从图7b中可以看出，驱动信号bg’的高电平持续时间较之驱动信号bg减少，即主功率管的关断时间比负载跳变前缩短，从而减小了输出信号的过冲，提高了负载的动态响应速度。
同理，当负载由重载往轻载跳变时，调节信号vadj为负值，第一参考信号vref1增加，从而使得主功率管的关断时间延长，占空比相应减小，从而减小了输出信号的跌落，提高了负载的动态响应速度。
应理解，本发明实施例的调理电路可以包括任意形式具有上述使第二输出信号在第一输出信号突变时保持不变的功能的电路构成，例如延时电路，在第一输出信号变化时，使得第二输出信号维持第一输出信号变化前的状态，直至输出信号等于输出信号的期望值。
本领域技术人员还应理解，本发明实施例的调节时间产生电路还可用于当负载的变化幅度超过一定程度时，即输出信号的变化幅度大于预定阀值时，再将调节信号用以改变恒定时间信号产生的时刻，以调节功率管的开关时间长度。例如，可以在图3a所示的实施例的基础上，若当前采样的输出信号与上一时刻采样的输出信号之间的差值大于一预定阀值后，则根据调节信号vadj改变恒定时间控制信号vt产生的时刻，以改变功率管的开关时间长度。而若当前采样的输出信号与上一时刻采样的输出信号之间的差值小于该预定阀值时，则调节信号vadj不对恒定时间控制信号vt的产生时刻进行调节，功率管的开关时间长度可以维持为恒定值。应理解，当前采样的输出信号也可以直接与输出信号的期望值产生差值从而进行判断。其中判断输出信号的变化幅度大于预定阀值的电路可以为任意形式模拟或数字方式形成，例如可以包括采样保持电路，比较电路和与门电路等。
本发明的开关变换器的开关时间产生电路及开关时间控制方法，根据输出信号的变化信息产生调节信号，并将其加入到开关时间产生电路中，以改变恒定时间控制信号，从而实现在负载跳变时，能更加快速地调节开关变换器中功率管的开关时间长度，从而减小输出信号的过冲或跌落，提高负载的动态响应。
应理解，本发明的开关时间产生电路可以应用于采用恒定导通时间控制或恒定关断时间控制的开关变换器中。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。