一种无线电能传输系统的制作方法

本发明涉及无线电能传输领域，尤其是一种无线电能传输系统。

背景技术

无线电能传输技术是通过线圈耦合传递能量，相比于传统导线连接的传输方式更加灵活、安全、可靠。磁耦合谐振式无线电能传输技术对频率要求严格，偏离谐振频率时系统效率严重下降，使用频率跟踪技术可以使系统始终工作在谐振频率，从而提高系统的传输效率。

传统的频率跟踪方法使用锁相环基于逆变器输出电压、电流来实现频率跟踪，但当系统工作于过耦合区域时会出现频率分裂现象，会在一次侧出现三个输入阻抗零相角频率，除了自然谐振频率外还有两个分裂的频率，此时跟踪的频率为分裂的频率而不是谐振频率。

技术实现要素：

本发明针对上述问题及技术需求，提出了一种无线电能传输系统。

本发明的技术方案如下：

一种无线电能传输系统，所述系统包括：第一整流滤波单元、前置dc-dc单元、高频逆变单元、原边补偿单元、发射线圈、接收线圈、副边补偿单元、第二整流滤波单元、后置dc-dc单元、电池负载、第一电压检测单元、第一恒压调节单元、第一驱动电路单元、电流检测单元、波形调理单元、锁相环、死区电路、第二驱动电路单元、第二电压检测单元、第二恒压调节单元、第三驱动电路单元；

电网电压经所述第一整流滤波单元后变为直流电，经所述前置dc-dc单元调节为预定电压后连接到所述高频逆变单元转换为高频交流电，所述高频逆变单元连接到所述原边补偿单元，所述原边补偿单元由电容组成，并与所述发射线圈串联组成串联谐振网络，所述发射线圈和所述接收线圈之间耦合传递能量，所述副边补偿单元由电容组成，并与所述接收线圈串联组成串联谐振网络连接到所述第二整流滤波单元，所述第二整流滤波单元输出直流电给所述电池负载；

所述第一电压检测单元检测所述前置dc-dc单元的输出电压并将检测信号接入所述第一恒压调节单元，所述第一恒压调节单元输出mos管驱动信号经所述第二驱动电路单元驱动所述前置dc-dc单元中的mos管；

所述电流检测单元检测所述发射线圈的电流并将检测信号接入所述波形调理单元，所述波形调理单元将正弦波信号变为方波信号接入所述锁相环，所述锁相环输出驱动信号经所述死区电路和所述第一驱动电路单元后驱动所述高频逆变单元中的mos管；

所述第二电压检测单元检测所述电池负载两端的电压并将检测信号接入所述第二恒压调节单元，所述第二恒压调节单元输出mos管驱动信号经所述第三驱动电路单元驱动后置dc-dc单元中的mos管。

其进一步的技术方案为：所述锁相环至少包括74hc4046锁相环芯片，用于改变压控振荡器输出频率，使所述高频逆变单元的输出电压与所述发射线圈的电流同相。

其进一步的技术方案为：所述前置dc-dc单元采用buck变换器，所述前置dc-dc单元通过调节开关管触发脉冲占空比来控制输出电压。

其进一步的技术方案为：所述后置dc-dc单元采用buck变换器，所述后置dc-dc单元通过调节开关管触发脉冲占空比实现稳压输出。

本发明的有益技术效果是：

通过锁相环实现了频率跟踪，以使系统在谐振参数变化时始终工作在谐振频率，在二次侧使用dc-dc变换器调节等效负载来抑制频率分裂，从而使频率跟踪不受频率分裂现象影响。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种无线电能传输系统的结构方框图。

图2是本发明实施例提供的一种无线电能传输系统的等效模型图。

图3是本发明实施例提供的一种负载的等效电路图。

图4是本发明实施例提供的一种高频逆变电路的等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。

图1是本发明实施例提供的一种无线电能传输系统的结构方框图，如图1所示，该系统包括第一整流滤波单元1、前置dc-dc单元2、高频逆变单元3、原边补偿单元4、发射线圈5、接收线圈6、副边补偿单元7、第二整流滤波单元8、后置dc-dc单元9、电池负载10、第一电压检测单元11、第一恒压调节单元12、第一驱动电路单元13、电流检测单元14、波形调理单元15、锁相环16、死区电路17、第二驱动电路单元18、第二电压检测单元19、第二恒压调节单元20、第三驱动电路单元21。

电网电压作为交流电源，经第一整流滤波单元1后变为直流电，经前置dc-dc单元2调节为预定电压后连接到高频逆变单元3转换为高频交流电，高频逆变单元3连接到原边补偿单元4，原边补偿单元4由电容组成，并与发射线圈5串联组成串联谐振网络，发射线圈5和接收线圈6之间耦合传递能量，副边补偿单元7由电容组成，并与接收线圈6串联组成串联谐振网络连接到第二整流滤波单元8，第二整流滤波单元8输出直流电给电池负载10。

前置dc-dc单元2将直流电调节为合适的预定电压后，高频逆变单元3将预定电压的直流电转换为高频交流电。

前置dc-dc单元2为dc-dc转换器，将直流电转换为不同电压的直流电。

第一电压检测单元11检测前置dc-dc单元2的输出电压并将检测信号接入第一恒压调节单元12，第一恒压调节单元12输出mos管驱动信号经第二驱动电路单元18驱动前置dc-dc单元2中的mos管。

电流检测单元14检测发射线圈5的电流并将检测信号接入波形调理单元15，波形调理单元15将正弦波信号变为方波信号接入锁相环16，锁相环16输出驱动信号经死区电路17和第一驱动电路单元13后驱动高频逆变单元3中的mos管。

第二电压检测单元19检测电池负载10两端的电压并将检测信号接入第二恒压调节单元20，第二恒压调节单元20输出mos管驱动信号经第三驱动电路单元21驱动后置dc-dc单元9中的mos管。

后置dc-dc单元9为dc-dc转换器，将直流电转换为不同电压的直流电。

可选的，锁相环16至少包括74hc4046锁相环芯片，锁相环16用于改变压控振荡器输出频率，使高频逆变单元3的输出电压与发射线圈5的电流同相。

锁相环16通过检测高频逆变单元3的输出电压和发射线圈5的电流的相位差来控制压控振荡器的输出频率，稳定时相位差为零。

可选的，前置dc-dc单元2采用buck变换器，通过调节开关管触发脉冲占空比来控制前置dc-dc单元2的输出电压。

可选的，后置dc-dc单元9采用buck变换器，通过调节开关管触发脉冲占空比来实现稳压输出。

前置dc-dc单元2通过调节开关管触发脉冲占空比控制其输出电压，迫使后置dc-dc单元9为实现恒压充电而调节开关管占空比，从而控制等效负载。后置dc-dc单元9通过调节占空比实现稳压输出，同时改变等效负载来抑制频率分裂。

结合参考图2，发射端和接收端可等效为互感模型，其中，u1为高频逆变单元3输出电压的基波分量，l1为发射线圈5的自感，l2为接收线圈6的自感，m为互感，i1为流过发射线圈5的电流，i2为流过接收线圈6的电流，c1为原边谐振电容，c2为副边谐振电容，requ为第二整流滤波单元8输入端的等效电阻。根据频率分裂发生的条件为requ＜ωm，其中ω为谐振角频率，通过调节后置dc-dc单元9的开关管触发脉冲的占空比改变等效负载使其满足requ＞ωm来抑制频率分裂。后置dc-dc单元9的输出电压恒定，占空比由输入电压决定，输入电压由前置dc-dc单元2空置，因此只要控制了前置dc-dc单元2的输出电压就可以控制后置dc-dc单元9的开关管触发脉冲的占空比，也就控制了等效负载。前置dc-dc单元2采用buck变换器，通过调节开关管触发脉冲占空比控制其输出电压，后置dc-dc单元9采用buck变换器，通过调节开关管触发脉冲占空比实现稳压输出。

结合参考图3，图3中的u2为副边补偿单元7的输出电压，co为第二整流滤波单元8的滤波电容，iin为第二整流滤波单元8的输出电流，uin为第二整流滤波单元8的输出电压，uo为后置dc-dc单元9的输出电压，io为后置dc-dc单元9的输出电流，rin为后置dc-dc单元9的输入等效电阻，rl为电阻负载。经过两次等效后的电阻要使requ＞ωm，可以得到其中，mmin为互感变化范围的最小值，rl_max为负载变化范围内的最大值。

结合参考图4，ubus为第二整流滤波单元8的输出电压，cbus为第一整流滤波单元1的滤波电容，q1、q2、q3、q4为高频逆变单元3的4个开关管。u1为幅值与ubus相等的方波的基波分量，要使系统不发生分裂应满足因此通过设置前置dc-dc单元2的输出电压满足该条件，可以保证系统在互感和负载变化范围内不会发生频率分裂。此时锁相环16在进行频率追踪的时候就不会受频率分裂现象的影响。

以上所述的仅是本发明的优先实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。