隔离型双向充电机控制方法及控制电路与流程

本发明公开了一种隔离型双向充电机控制方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术

电动汽车是解决当今社会能源危机的重要突破口，2017年全球电动汽车销量超过120万，而电动汽车的充电效率问题得到了广泛的关注。两级式车载充电机拓扑是工业界最常用的方案，前级为带工频二极管整流桥的boostpfc，利用boost升压原理，将交流输入电压整流后统一升高至400v左右，适合宽交流电压输入场合(85-275v，45-70hz)。后级为全桥llc谐振变换器，可实现全负载范围内的软开关，可得到极高的充电效率。且llc变换器中的电感可集成到变压器中，大幅提高功率密度，因此llc变换器在电动汽车充电机中得到了广泛的应用。但该拓扑难以实现能量双向流动。电动汽车在某些特殊情况下需要实现车载电池的放电功能，如参与电网调频调峰服务、户外临时供电等，而llc变换器在反向运行时等效为lc串联电路。在脉冲频率调制下，lc串联电路的电压增益等于或小于1，只能降压，无法实现升压功能，传统的llc变换器反向运行时存在电压增益不足的问题，难以达到调节的目标。

在实际应用中电动汽车以正向充电为主，反向放电为辅，因此双向充电机的首要目标是保证正向充电的高效率，辅之以反向充电功能。

技术实现要素：

本发明针对现有技术中的缺陷和不足，提出了一种隔离型双向充电机控制方法，其适用于电动汽车双向充放电场合，可以减小变换器的开关损耗，在宽负载范围内优化提高变换器的系统效率。本发明另一目的是提供一种隔离型双向充电机控制电路。

本发明为解决其技术问题，采用的具体技术方案如下：

一种双向充电机控制电路，包括双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器和控制单元；电网依次经双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器连接电池组，隔离型dc/dc变换器采用llc变换器，控制单元包括采样电路、dsp和光耦隔离驱动电路。

本发明的进一步设计在于：

所述双向ac/dc变换器包括第一开关管q1，第二开关管q2，第三开关管q3，第四开关管q4；第五开关管q5，第六开关管q6。开关管q1与q2串联构成第一桥臂，开关管q3与q4串联构成第二桥臂，开关管q5与q6串联构成第三桥臂。该双向ac/dc变换器采用图腾柱交错并联结构，第一桥臂中点经lac1滤波电感连接电网第一端，第二桥臂中点经lac2滤波电感连接电网第一端，且lac1与lac2与电网连接在同一端；第三桥臂中点与电网第二端连接；母线电容采用cbus1和cbus2串联的结构以提高电压等级，双向ac/dc变换器输出第一端和第二端分别接母线电容正极和负极；母线电容正极和负极分别接llc变换器的第一端和第二端；llc变换器的第三端和第四端分别接电池组的正端和负端。

开关管q1～q6均为mos管。

母线电容cbus1和cbus2，为功率解耦电容。双向充电机工作时母线电压较高，采用两个电解电容串联提高电压等级，降低成本。

所述隔离型dc/dc变换器为llc变换器，包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第七开关管q7，第八开关管q8，第九开关管q9，第十开关管q10。所述谐振电路包括谐振电感lr、谐振电容cr以及变压器。激磁电感lm集成在变压器中。开关管q7和q8的中点依次串联谐振电感和谐振电容，再与高频变压器原边激磁电感的一端连接，开关管q9和q10中点与高频变压器原边激磁电感的另一端连接。所述副边全桥变换电路包括第十一开关管q11，第十二开关管q12，第十三开关管q13，第十四开关管q14。开关管q11和q12中点与变压器副边的一端连接，开关管q13和q14的中点与变压器副边的另一端连接。

所述开关管q7～q14均为mos管。

采用上述隔离型双向充电机控制电路的控制方法，采用的控制电路包括双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器和控制单元；电网依次经双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器连接电池组，隔离型dc/dc变换器采用llc变换器，控制单元包括采样电路、dsp和光耦隔离驱动电路。

llc变换器中变压器变比设计为母线最低电压(400v)与电池最低电压(240v，电池电压范围240～420v)的比值，变压器变比设计如下：

母线最低电压vbus_min，电池最低电压vbat_min。

ac/dc变换器母线电压vbus跟随电池电压变化，其值始终控制为电池电压vbat与变压器变比n的乘积，母线电压参考vbus_ref设计如下：

vbus_ref＝nvbat(2)

正向充电时，主要控制步骤如下：

1)采集电网电流ig、电网电压vac和母线电压vbus信号经采样电路输入至dsp中；

2)ac/dc变换器采用双环控制，电压外环为母线电压环，内环为电网电流环，控制母线电压vbus跟随电池电压vbat升高；

3)llc变换器软启动后，采样电池电流io和电池电压vbat，根据充电曲线采用单电流环或单电压环控制，实现对电池的充电；在窄范围内调频防止工频二次纹波进入电池；

4)电池电压vbat达到电池最高电压420v时，依次关闭llc变换器和ac/dc变换器。

反向放电时，主要控制步骤如下：

1)采样母线电压信号vbus，反向llc变换器采用单电压环控制，控制母线电压vbus跟随电池电压vbat减小；在大于谐振频率fr处窄范围调频，减小母线电压波动对电池输出电流影响；

2)采集电网电流ig、电网电压vac经采样电路输入dsp中；

3)dc/ac变换器采用单电流环控制，利用电网电压vac得到其相位信息，实现单位功率因数并网；

4)采样电池电压vbat，电池电压vbat达到电池最低电压240v时，依次关闭ac/dc变换器、反向llc变换器。

正向充电时，变母线电压控制步骤如下：

第一，采集电网电流ig、电网电压vac和母线电压vbus，经采样电路输入到dsp(tms32028377)中；采用双环控制，外环为母线电压环，母线电压vbus与母线电压参考vbus_ref比较，误差信号由dsp中比例积分控制器(pi)计算后，与电网电压信号绝对值|vac|相乘得到电网电流参考信号ig_ref；电网电流参考信号ig_ref与电网电流ig比较得到误差信号，该误差信号经过pi控制器计算后，与三角载波比较得到pwm信号并输入到光耦隔离驱动电路，分别控制双向ac/dc变换器开关管(q1～q6)的占空比大小，控制母线电压vbus等于母线电压参考vbus_ref，同时实现电网电压和电网电流同相位；

第二，采集电池充电电流io，经采样电路输入dsp中；该信号与dsp内电池充电电流参考io_ref比较得到误差信号，该误差信号经pi控制器计算后，得到pfm信号；pfm信号输入光耦隔离驱动电路得到llc变换器原边开关管的驱动信号；

第三，采样电池电压vbat，与电池最高电压420v进行比较，当电池电压低于电池最高电压时，重复第一至第三步进行充电；当两者相等时，依次关闭双向ac/dc变换器和llc变换器的驱动，电池完成充电。

电池反向放电时，变母线电压控制步骤如下：

第一，电池放电时，llc变换器为反向，原副边开关管(q7～q14)工作频率始终大于谐振频率fr。所述llc变换器工作在闭环状态，采集母线电压信号vbus，经采样电路输入到dsp，与dsp内母线电压参考vbus_ref比较产生误差信号，母线电压参考vbus_ref为电池电压vbat与变压器变比n的乘积。误差信号经pi控制器计算后产生pfm信号。pfm信号送入光耦隔离驱动电路得到反向llc变换器副边开关管(q11～q14)的驱动信号；电网侧开关管q7～q10构成同步整流，采用dsp实现；

第二，双向ac/dc变换器工作在逆变状态，采集电网电流ig和电网电压vac信号经采样电路后输入dsp。电网电压采样信号经过dsp内计算，得到电网电压相位信息sin(ω0t)，从而得到电流参考信号asin(ω0t)(a为幅值，由并网功率大小确定)。电网电流ig与asin(ω0t)比较，误差信号经过dsp内pi控制器计算后三角载波比较得到pwm信号。该pwm信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制双向ac/dc变换器开关管(q1～q6)的开通与关断，实现单位功率因数并网；

第三，采样电池电压vbat，当电池电压vbat≥240v时，重复放电控制的第一至第二步，当电池电压vbat低于电池最低电压240v时，依次关闭反向llc变换器和双向ac/dc变换器，完成放电。

本发明提出的变母线电压控制策略，即ac/dc变换器的母线电压跟随电池电压变化(母线电压参考为电池电压与变压器变比乘积)，llc变换器正反向始终工作在谐振点附近，窄范围内调节工作频率防止二次工频纹波进入电池。通过合理设计变压器变比，提高母线电压，可减小llc调频范围并提高效率。同时解决反向运行时llc最大电压增益小于1，电池电压较低时ac/dc变换器因母线电压过低而无法运行的问题。电池充电时，双向ac/dc变换器从电网得到母线电压，采用变母线电压控制策略，根据电池电压提高母线电压值，llc变换器始终运行在谐振点附近对车载电池充电。电池放电时，反向llc变换器控制母线电压，采用变母线电压控制策略，反向llc始终在高于谐振频率点附近运行，保证了电池电压在最低点时，母线电压依旧能够实现ac/dc的反向并网运行。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明可实现充电机的双向运行，采用变母线电压控制策略，正反向运行时dc/dc变换器均为llc变换器，且始终运行在谐振点附近，实现了正反向运行的高效率，同时具有高功率密度、高可靠性、器件少、控制简单等优势。

2、反向运行时反向llc变换器最大增益为1。采用变母线电压控制策略，合理设计变压器，可有效解决反向llc运行时增益不足问题，使充电机整体得到高效率。

3、本发明可以在全负载、宽输入电压范围使开关管零电压开通，大幅度减少开关损耗。

4、本发明正向运行时能够在宽输出电压范围使副边开关管零电流关断，降低了开关管的关断损耗，提升了效率。

5、本发明在宽范围电压输出的条件下开关频率变化较小，有利于磁性元件设计优化，并且保持变换器的高效率，十分适合输出电压不恒定的场合。

6、本发明使用隔离型结构，安全可靠。元件较少，电路结构简单，因此实际电路体积、成本小，通用性强，可靠性高。

附图说明

图1是本发明的正向控制框图。

图2是本发明的正向运行控制流程图。

图3是本发明的正向电路电压增益图。

图4是本发明的正向运行时llc变换器电压电流波形图。

图5是本发明的正向运行时llc变换器输入和输出电压波形图。

图6是本发明的反向运行电路控制框图。

图7是本发明反向运行时的控制流程图。

图8是本发明反向运行时电路电压增益图。

图9是反向运行时反向llc变换器电压电流波形图。

图10是反向运行反向llc输入输出电压波形图。

图中元器件符号说明

vac电网电压lr谐振电感

ig电网电流cr谐振电容

lac1滤波电感lm激磁电感

lac2滤波电感ilr谐振电流

q1～q14mosfetilm激磁电流

cbus1母线电容n变压器变比

cbus2母线电容co输出滤波电容

vbus母线电压vbat电池电压

io输出电流fr谐振频率

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。

实施例一：本发明隔离型双向充电机控制电路：

如图1、图6所示，本发明的双向充电机控制电路，包括双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器和控制单元；电网依次经双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器连接电池组，隔离型dc/dc变换器采用llc变换器，控制单元包括采样电路、dsp和光耦隔离驱动电路。

双向ac/dc变换器包括第一开关管q1，第二开关管q2，第三开关管q3，第四开关管q4；第五开关管q5，第六开关管q6。开关管q1与q2串联构成第一桥臂，开关管q3与q4串联构成第二桥臂，开关管q5与q6串联构成第三桥臂；该双向ac/dc变换器采用图腾柱交错并联结构，第一桥臂中点经lac1滤波电感连接电网第一端，第二桥臂中点经lac2滤波电感连接电网第一端，且lac1与lac2与电网连接在同一端；第三桥臂中点与电网第二端连接；母线电容采用cbus1和cbus2串联的结构以提高电压等级，双向ac/dc变换器输出第一端和第二端分别接母线电容正极和负极；母线电容正极和负极分别接llc变换器的第一端和第二端；llc变换器的第三端和第四端分别接电池组的正端和负端。其中开关管q1～q6均为mos管。

母线电容cbus1和cbus2，为功率解耦电容。双向充电机工作时母线电压较高，采用两个电解电容串联提高电压等级，降低成本。

隔离型dc/dc变换器为llc变换器，包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第七开关管q7，第八开关管q8，第九开关管q9，第十开关管q10。所述谐振电路包括谐振电感lr、谐振电容cr以及变压器。激磁电感lm集成在变压器中。开关管q7和q8的中点依次串联谐振电感和谐振电容，再与高频变压器原边激磁电感的一端连接，开关管q9和q10中点与高频变压器原边激磁电感的另一端连接。所述副边全桥变换电路包括第十一开关管q11，第十二开关管q12，第十三开关管q13，第十四开关管q14。开关管q11和q12中点与变压器副边的一端连接，开关管q13和q14的中点与变压器副边的另一端连接。其中，开关管q7～q14均为mos管。

采用的控制电路包括双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器和控制单元；电网依次经双向ac/dc变换器、隔离型dc/dc变换器连接电池组，隔离型dc/dc变换器采用llc变换器，控制单元包括采样电路、dsp和光耦隔离驱动电路。

llc变换器中变压器变比设计为母线最低电压(400v)与电池最低电压(240v，电池电压范围240～420v)的比值，变压器变比设计如下：

式中，母线最低电压vbus_min，电池最低电压vbat_min

ac/dc变换器母线电压vbus跟随电池电压变化，其值始终控制为电池电压vbat与变压器变比n的乘积，母线电压参考vbus_ref设计如下：

vbus_ref＝nvbat(2)

实施例二：本发明隔离型双向充电机控制方法：

本发明基于实施例一的隔离型双向充电机控制方法：

电池充电时，充电过程由双向ac/dc变换器和llc变换器完成。双向ac/dc变换器采用脉冲宽度调制(pwm)方法控制母线电压vbus，llc变换器采用脉冲频率调制方法(pfm)接到车载电池充电。

电池放电时，隔离型dc/dc变换器为反向llc变换器，始终工作在最佳效率点附近，母线电压vbus经双向ac/dc变换器逆变输出。逆变输出可接入大电网提供削峰填谷功能，也可孤岛运行实现家庭式供电，或紧急状况下为另一台电动汽车充电。

本发明的隔离型双向充电机电路设计实例，电路中具体的参数如表1所示。

表1电路参数

图1给出了隔离型双向充电机控制方法的原理框图。其特征在于，所述的一种双向充电机控制方法，包括以下步骤。

1、电池正向充电时如图1所示，控制流程如图2所示。

第一，采集电网电流ig、电网电压vac和母线电压vbus，经采样电路输入到dsp(tms32028377)中；采用双环控制，外环为母线电压环，母线电压vbus与其参考电压vbus_ref比较，误差信号由dsp中比例积分控制器(pi)计算后，与电网电压绝对值|vac|相乘得到电网电流参考ig_ref；电网电流参考ig_ref与电网电流ig比较得到误差信号，该误差信号经过pi控制器计算后，与三角载波比较得到pwm信号并输入到光耦隔离驱动电路，分别控制双向ac/dc变换器开关管(q1～q6)的占空比大小，控制输出母线电压vbus等于其参考vbus_ref，同时实现电网电压和电网电流同相位。

第二，采集电池充电电流io，经采样电路输入dsp中；该信号与dsp内电池充电电流参考io_ref比较得到误差信号，该误差信号经pi控制器计算后，与三角载波比较得到pwm信号；pwm信号送入光耦隔离驱动电路得到llc变换器原边开关管的驱动信号。

本发明电路在正向充电时，输出-输入电压增益调节通过改变llc原副边开关管的工作频率实现，建立电路模型，可得电池电压vbat和母线电压vbus的关系为

其中，vbus为母线电压，vbat为电池电压，q为电路品质因数，fn为归一化频率，λ为激磁电感与谐振电感比值，n为变压器变比。

图3为输出-输入电压增益m与开关频率fn的关系曲线。据此曲线可得到在不同输出电压下开关管的工作频率，在设计实例中，所需最大电压增益范围为0.964～1.039，对应的工作频率范围为278～315khz。该电压增益主要考虑母线电压的二次纹波，因此可以极大减小llc变换器的调频范围，实现llc变换器的高效率。

图4所示为开关管q10的漏源极电压和驱动电压信号，谐振电流ir，激磁电流im以及流过副边q11的电流波形。由该图可得，在谐振点附近可实现llc变换器的zvs开通和副边zcs关断，极大减小开关管的开通和关断损耗。

图5所示为母线电压vbus和电池电压vbat。电池电压为300v时，母线电压为500v。正向运行时，母线电压随着电池电压缓慢变化，llc变换器在谐振点附近调频，可实现全负载范围内的zvs以及副边开关管的zcs，保证车载充电机的高效率。

第三，采样电池电压vbat，与电池最高电压420v进行比较，当电池电压低于电池最高电压时，重复第一至第三步进行充电；当两者相等时，依次关闭双向ac/dc变换器和llc变换器的驱动，电池完成充电。

2、本发明电池反向放电时如图6所示，控制流程图如图7所示。采用变母线电压控制如下所示。

第一，电池放电时，llc变换器为反向，原副边开关管(q7～q14)工作频率始终大于谐振频率fr。所述llc变换器工作在闭环状态，采集母线电压vbus，经过采样电路后输入到dsp，与dsp内母线电压参考vbus_ref比较产生误差信号，母线电压参考vbus_ref为电池电压vbat与变压器变比n的乘积。误差信号经pi控制器计算后与三角载波比较得到pwm信号。pwm信号送入光耦隔离驱动电路得到反向llc变换器副边开关管(q11～q14)的驱动信号；电网侧开关管q7～q10构成同步整流，采用dsp实现。

本发明反向放电时，反向llc变换器输出-输入电压增益关系为

其中，vbus为母线电压，vbat为电池电压，q为电路品质因数，fn为归一化频率，n为变压器变比。

本发明反向运行时，电路控制框图如图6所示。反向llc变换器等效电路状态此时为lc变换器。可得到最佳效率。

图7所示为反向llc的电压增益曲线图。由该图可知，反向llc变换器最大增益不超过1。开关管q11和q14在相同时刻开通和关断，开关管q12和q13在相同时刻开通和关断。电网侧为同步整流。

图8所示为充电机反向运行时的控制流程图。

图9所示为反向运行时llc变换器中，q11的漏源极电压和驱动电压信号，电池侧电流is，电网侧谐振电流ilr，流过开关管q7的电流iq7。由图9可知，反向运行在谐振点时，原边高压侧全桥为同步整流桥，实现了软开关，副边电池侧能够实现零电压开通。进而降低了开关损耗，提高了效率。

第二，双向ac/dc变换器工作在逆变状态，采集电网电流ig和电网电压vac信号，经采样电路输入dsp。电网电压采样信号经过dsp内计算，得到电网电压相位信息sin(ω0t)，从而得到电流参考信号asin(ω0t)(a为幅值，由并网功率大小确定)。电网电流ig与asin(ω0t)比较，误差信号经过dsp内pi控制器计算后与三角载波比较得到pwm信号。该pwm信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制双向ac/dc变换器开关管(q1～q6)的开通与关断，实现单位功率因数并网。

图10所示为电池电压vbat和母线电压vbus，电池电压为360v时，母线电压为598v。由于反向llc变换器最大电压增益不大于1，但采用变母线电压控制方法，通过合理设计变压器变比，可保证电池电压vbat为电池最低电压240v时，母线电压vbus为400v，实现dc/ac变换器的正常工作。

第三，采样电池电压vbat，当电池电压vbat≥240v时，重复放电控制的第一至第二步，当电池电压vbat低于电池最低电压240v时，依次关闭反向llc变换器和双向ac/dc变换器，完成放电。

综上所述，本发明的隔离型双向充电机电路适用于电动汽车充放电场合，可以在全负载范围实现zvs和zcs，减小变换器的损耗，提高变换器的总体效率，同时电路简单，可靠性高，具备现有电路所不具备的优势。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。