一种三相NPC-H桥五电平逆变器的脉宽调制方法与流程

本发明属于npc(中点钳位)型多电平逆变器技术领域，具体涉及一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法。

背景技术

三相npc-h桥五电平逆变器由3个3h桥构成，每个3h桥由1个独立的电源供电、2个电容分压、4个钳位二极管和8个开关器件(含反并联二极管)构成，每个3h桥可5电平电压输出。该拓扑结构简单、易于模块化设计，适用于中高压大功率变频器、多支路光伏并网逆变器等。npc-h桥五电平逆变器的调制方法包括层叠pwm(phasedispositionpulse-widthmodulation，pd-pwm)、多电平空间矢量pwm(spacevectorpulse-widthmodulation，svpwm)和多电平shepwm(selectiveharmoniceliminationpulse-widthmodulation，shepwm)等。其中pd-pwm无法自然实现各个开关器件的功率均衡，需要周期性的循环驱动脉冲序列。多电平svpwm应用于多电平逆变器时，当输出电压电平数大于5时，电压矢量选择和作用时间计算都非常复杂。多电平shepwm在计算各功率器件开关角度时，只是以基波电压调制比和指定谐波消除为约束条件，并未考虑直流母线中点电压平衡。

逆变器输出共模电压幅值越大，系统传导损耗越大、电磁兼容性越差。目前抑制共模电压的研究主要基于pd-pwm和多电平svpwm等。现有方法中采用多电平shepwm抑制共模电压是通过消除若干3倍频电压谐波而实现，相当于增加了若干非线性等式约束条件，开关角度的求解结果很可能无解或收敛到唯一的一组解，对于全频域的谐波电流抑制效果一般。

同步优化脉宽调制(synchronousoptimalpulse-widthmodulation，sopwm)需要设定特定函数优化目标，不仅仅是逆变器输出电压，而是综合逆变器输出电流、加权共模电压等作为一个整体数学模型来考虑，通过特定函数最小化求解最优开关角度值。sopwm调制方法在保持直流母线中点电压自平衡特性的前提下，大幅减小电流谐波及共模电压幅值，可有效地解决低开关频率时，npc-h桥五电平逆变器输出低次谐波电流、共模电压幅值过大等问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于根据现有技术的不足，设计一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，在满足总谐波电流和加权共模电压最小化的同时，能有效保持直流母线中点电压自平衡特性。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，包括以下步骤：

步骤s10，根据控制系统性能要求确定开关器件在基波周期内的开关角数量；

步骤s20，考虑3倍次谐波对输出共模电压的影响，建立加权总谐波电压畸变率和桥臂功率均衡的基波电压非线性约束条件；

步骤s30，根据非线性约束条件在调制比区间内通过遗传算法求解相应调制比的初始开关角度值：

步骤s301，根据步骤s20得到的非线性约束条件建立初始优化目标函数，确定初始开关角度值的边界和线性不等式约束条件；

步骤s302，设定初始种群参数，计算种群中单个个体的适应度值，根据适应度选择父代个体，从父代种群中的基因信息产生新的子个体，按小概率扰动来改变种群中的个体基因信息而创建变异的子辈；

步骤s303，满足优化终止条件时，选取调制比得到相应的初始开关角度值；

步骤s40，根据步骤s30得到的初始开关角度值，采用matlab的非线性规划函数fmincon求解最终开关角度值：

步骤s401，根据步骤s20得到最终优化目标函数和非线性约束等式，确定最终开关角度值的边界和线性不等式约束条件；

步骤s402，采用约束优化中的非线性规划函数fmincon求解最终开关角度值；

步骤s403，满足优化终止条件时，选取调制比得到相应的最终开关角度值；

步骤s50，循环计算，比较所有的加权总谐波电压畸变率，选择、存储相应调制比的最优开关角度值，以及根据npc-h桥逆变器控制产生相应的pwm信号。

所述的一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，其步骤s20中的非线性约束条件由如下公式建立：

式中，m为调制比，逆变器右、左桥臂在1/4基波周期的开关角度αri、αli(i＝1,2,3…k)分别满足

所述的一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，其步骤s20中加权总谐波电压畸变率d是逆变器输出电压的n次谐波电压幅值un以加权总谐波电压uh_sq为基值进行标么化得到，公式如下：

d＝uh/uh_sq，

式中，un为逆变器输出电压的n次谐波电压幅值。

所述的一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，其步骤s301中的初始优化目标函数为：

式中，k为开关器件在1/4基波周期内开关角数量，加权系数λ1、λ2大于0，且2λ1+λ2＝1。

所述的一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，其步骤s301中的变量边界条件通过如下公式确定：

式中，开关角度间隔δα＝0.005π，根据允许的最小脉宽宽度50μs来确定；

所述的线性不等式约束条件通过如下公式确定：

所述的一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，其步骤s401中的最终优化目标函数为：

本发明的有益效果是：

(1)消除了逆变器输出的部分边带谐波、抑制了低次谐波，降低了总谐波电流thd。

(2)均衡了开关器件的动作频率和导通时间，稳定了直流母线中点电压。

(3)大幅减小了共模电压和共模电流幅值，降低系统的传导损耗和增强电磁兼容性。

附图说明

图1为三相npc-h桥五电平逆变器主电路拓扑结构；

图2为开关角度最优化计算流程图；

图3为k等于5时开关角度分配图；

图4为采用pd-pwm调制方法的相电压波形；

图5为采用pd-pwm调制方法的共模电压波形；

图6为采用pd-pwm调制方法的相电流波形；

图7为采用sopwm调制方法的相电压波形；

图8为采用sopwm调制方法的共模电压波形；

图9为采用sopwm调制方法的相电流波形；

图10为采用sopwm和pd-pwm调制方法的正负直流母线电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

系统主电路拓扑结构如图1所示，三个独立直流源为母线电容提供支撑电压，三相五电平npc-h桥逆变器将直流电转换成可调交流电压输出。

开关角度最优化计算流程如图2所示。

本发明公开的一种三相npc-h桥五电平逆变器的脉宽调制方法，包括以下步骤：

一，确定开关角数量。

步骤s10，根据控制系统性能要求确定开关器件在基波周期内的开关角数量k：

式中，fsmax为开关器件额定工况时最大允许动作频率，f1为基波电压频率。

二，设定谐波电流、加权共模电压最小的特定优化目标，保持直流母线中点电压自平衡的非线性约束。

步骤s20，建立加权总谐波电压畸变率和桥臂功率均衡的基波电压非线性约束条件，同时考虑到3的倍数次谐波对输出共模电压的影响，采用奇对称和偶对称的pwm调制，则逆变器输出加权总谐波电压的有效值uh表示为：

式中，un为逆变器输出电压的n次谐波电压幅值。

当npc-h桥采用180°方波调制时，加权总谐波电压uh_sq可表示为：

式中，udc为总直流母线电压。

uh以uh_sq为基值进行标么化，并将其定义为加权总谐波电压畸变率d，指标d的大小直接影响负载电流的畸变程度，为了使得加权总谐波电压最小化，则有：

设npc-h逆变器右、左桥臂在1/4基波周期的开关角度αri、αli(i＝1,2,3…k)分别满足：

当k＝5时开关角度分配如图3所示。在1/4基波周期内，开关角度值的选取有2k个自由度，npc-h桥逆变器输出谐波电压幅值un为：

将式(6)带入式(4)可得加权总谐波电压畸变率d为：

以180°方波调制时半桥臂输出基波电压幅值2udc/π为基值，将半桥臂输出基波电压进行标么化，并定义为调制比m。为了均衡开关器件的动作频率和导通时间来稳定中点电压，需增加非线性约束条件为：

三，采用遗传算法求解相应调制比的初始开关角度值。

步骤s30，根据步骤s20得到的非线性约束条件在调制比m区间内通过遗传算法求解相应调制比的初始开关角度值。

步骤s301，根据需要求解的目标函数式(7)和式(8)，建立初始优化目标函数为：

式中加权系数λ1、λ2大于0，且2λ1+λ2＝1。

确定变量的边界和线性不等式约束条件。设最小脉宽为50μs，根据允许的最小脉宽宽度来确定开关角度间隔：

δα＝0.005π(10)。

则有线性不等式约束条件：

变量边界条件：

步骤s302，设定初始种群参数，计算种群中单个个体的适应度值，根据适应度选择父代个体，从父代种群中的基因信息产生新的子个体，按小概率扰动来改变种群中的个体基因信息而创建变异的子辈；

步骤s303，满足优化终止条件时，选取调制比m得到相应的初始开关角度值。

四，求解最终开关角度值。

步骤s40，采用matlab的非线性规划函数fmincon求解最终开关角度值：

步骤s401，根据步骤s30得到最终优化目标函数和非线性约束等式，确定初始开关角度值的边界和线性不等式约束条件。优化目标函数设为式(7)；初始点为遗传算法得到的开关角度；线性不等式约束条件设为式(11)；变量边界条件设为式(12)；非线性约束等式设为式(8)。最终优化目标函数为：

其中αri、αli(i＝1,2,3…k)，分别满足

所述的非线性约束等式为

步骤s402，采用约束优化中的非线性规划函数fmincon求解最终开关角度值；

步骤s403，满足优化终止条件时，选取调制比m得到相应的最终开关角度值。

五，循环计算，选择、存储相应调制比的最优开关角度值。

步骤s50，达到步骤s30、步骤s40的设定循环计算次数时，比较所有的加权总谐波电压畸变率d，选择、存储相应调制比m的最优开关角度值，以及根据npc-h桥逆变器控制产生的相应pwm信号。

当器件开关频率为350hz，采用pd-pwm调制方法的输出相电压、共模电压和输出相电流分别如图4～6所示，其中输出相电压、共模电压和相电流谐波主要集中于载波及边带频率附近；当器件开关频率为350hz，采用sopwm调制方法的输出相电压、共模电压和输出相电流分别如图7～9所示。

相比于pd-pwm调制方法，采用sopwm调制方法的相电压和相电流谐波频带更宽、幅值更小，在无输出滤波器的情况下，也能满足各次谐波电流的并网要求；载波及边带频率附近的共模电压幅值也大幅减小，可降低系统的传导损耗和增强电磁兼容性。

a相直流侧电容电压波形如图10所示。0～1s时采用sopwm调制方法，正负直流母线电压稳定，1～2.5s采用pd-pwm调制方法，正负直流母线电压发生偏移，2.5～6s时再采用sopwm调制方法，正负直流母线电压恢复稳定。sopwm调制方法均衡了开关器件的动作频率和导通时间，可稳定了正负直流母线电压。

低开关频率时，相比于pd-pwm调制方法，sopwm调制方法消除了npc-h桥五电平逆变器输出的部分边带谐波，同时可抑制了低次谐波。sopwm调制方法在保持直流母线中点电压自平衡特性的前提下，大幅减小电流谐波及共模电压幅值，可有效地解决低开关频率时，逆变器输出低次谐波电流、共模电压幅值过大等问题。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，以及部分运用的实施例，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创造构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。