一种多电平降压电路的制作方法

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及一种多电平降压电路。

背景技术

随着现代工业的高速发展，用电设备逐渐增多，由于这些设备多采用非可控整流方式，用电设备输入端电流的谐波含量很高，这样就给电网带来了大量的“谐波污染”，而且增加了电网的损耗。为此国际上对用电设备输入电流的谐波含量作了严格的限制，因此必须在用电设备的输入端加入一级功率因数校正(以下简称pfc)装置，以提高输入端的功率因数。中大功率开关电源一般为三相380vac±20％输入，整流后的直流母线电压将最高会达到640v左右，如果采用三相pfc技术，直流母线电压通常会达到760～800vdc，甚至可以达到1000vdc以上，这使得后级直流变换器开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来困难。

在高压应用条件下，为减少开关管的电压应力，通常会采用到多电平技术，如三电平buck电路(如图1所示)或者n+1电平buck电路(如图3所示)，其中n≥2。以图1中的三电平buck电路为例，电路包括n-mos管q1、n-mos管q2、飞跨电容cf1、二极管d1、二极管d2，n-mos管q2、n-mos管q1串联连接在输入与输出之间，二极管d1和二极管d2串联后并联在n-mos管q2、n-mos管之间，飞跨电容cf1跨接在n-mos管q2、n-mos管q1的连接串联点与二极管d1、二极管d2的连接串联点之间；主要工作波形如图2所示。现有三电平buck技术的主要特点如下：

(1)n-mos管q1、n-mos管q2的导通时间相等，并且移相180°；

(2)飞跨电容cf1上的电压为

(3)n-mos管q1、n-mos管q2的漏源极电压vds应力为

(4)二极管d1、二极管dn的反向电压应力为

但由于器件本身的差异或者当n-mos管q1、n-mos管q2的导通时间并非完全相等时，易导致飞跨电容cf1电压无法维持从而出现两个n-mos管漏源极电压应力不均等的现象。为解决这类问题，电路中通常需要增添采样电路单元和均压电路单元。采样电路单元用于对飞跨电容cf1电压进行隔离采样和检测，依据检测电压值控制均压电路单元调节n-mos管的导通时间，确保各器件电压应力均等。

将三电平buck电路推广到n+1电平buck电路，其主要特点如下：

(1)n-mos管q1、n-mos管q2……n-mos管qn的导通时间相等，并且逐步移相

(2)飞跨电容cf1、cf2……cf(n-1)上的电压依次为

(3)n-mos管q1、n-mos管q2……n-mos管qn的漏源极电压应力为

(4)二极管d1、二极管d2……二极管dn的电压应力为

(5)需要对各飞跨电容cf1、cf2……cf(n-1)电压分别进行隔离采样和检测；

随着电平数的增加，n+1电平buck电路中飞跨电容上电压值逐步增加，且采样电路单元和均压电路单元也将变得更复杂，系统的复杂程度增大，可靠性降低，因此目前多电平buck电路中最多应用电平数为四电平或五点平。

技术实现要素：

针对上述技术中存在的不足，本发明提供一种多电平降压电路，在高压应用场合可降低n-mos管漏源极和二极管的反向电压应力，且该电路无需增添采样电路单元和均压电路单元，在器件参数存在差异或n-mos管导通时间不相等时，仍能够对器件电压应力实现均压效果。

一种多电平降压电路，其特征在于：包括输入单元电路、驱动单元电路和输出单元电路；输入单元电路包括变压器t1、n个电容、n个n-mos管、输出电容co，变压器t1包括n个初级线圈和与次级线圈，其中n为大于或等于2的自然数；

电容c1的一端作为输入单元电路的输入端连接输入端vin，电容c1的一端还依次经过第一初级线圈lp1的同名端、第一初级线圈lp1的异名端、第一n-mos管的漏极、第一n-mos管的源极、第二初级线圈lp2的同名端、第二初级线圈lp2的异名端、第二n-mos管的漏极、第二n-mos管的源极.......第n初级线圈lpn的同名端、第n初级线圈lpn的异名端、第nn-mos管的漏极、第nn-mos管的源极连接至输出电容co的一端，输出电容co的一端作为输入单元电路的输出端连接输出单元电路和输出端vo，输出电容co的另一端连接至输入地gnd；电容c1的另一端依次经过电容c2、电容c3......电容cn-1、电容cn连接至输入地gnd；每相邻的两个电容之间形成电容中点，第1至第n-1n-mos管的源极分别连接与其同级的电容中点；n个n-mos管的栅极作为输入单元电路的n路控制端连接驱动单元电路的n路输出端用于接收驱动单元电路的n路输出信号，n路输出信号均为同步脉宽信号。

优选地，变压器t1的n个初级线圈和次级线圈均绕在同一磁芯上。

优选地，变压器t1的n个初级线圈匝数均相等。

优选地，变压器t1的次级线圈为m级次级线圈，m为大于等于1的自然数。

优选地，作为上述方案输入单元电路的一种改进方案，输入单元电路还包括n-1个电阻，n-1个电阻分别连接在与其同级的电容中点和与其同级的n-mos管的源极之间。

优选地，输出单元电路由变压器t1的一级次级线圈：次级线圈ls1、二极管d1组成；次级线圈ls1的同名端与输入地gnd连接；次级ls1的异名端与二极管d1的阳极连接；二极管d1的阴极与输入单元电路的输出端、输出端vo连接。

优选地，作为输出单元电路的另一种实施方案，输出单元电路由变压器t1的两级次级线圈：次级线圈ls1、次级线圈ls2、二极管d1、二极管d2、二极管d3和电感l1组成；次级线圈ls1的同名端连接输入地gnd，次级线圈ls1的异名端依次通过二极管d1的阳极、二极管d1的阴极连接至输入单元的输出端、输出端vo；次级线圈ls2的异名端连接输入地gnd，次级线圈ls2的同名端依次通过二极管d2的阳极、二极管d2的阴极、电感l1连接输入单元的输出端、输出端vo；二极管d3的阳极连接输入地gnd，二极管d3的阴极连接二极管d2的阴极与电感l1的连接点。

与现有技术相比，本发明具有以下优势：

(1)无需增添采样电路和均压电路，即可实现均压效果，简化了电路；

(2)电路可靠性高、安全性能好，在n-mos管导通时仍能够向负载传输能量，且器件应力更低，有利于减小磁芯体积和器件选型。

附图说明

图1现有技术的三电平buck电路原理图；

图2现有技术的三电平buck电路工作波形图；

图3现有技术的n+1电平buck电路原理图；

图4本发明实施例一电路原理图；

图5本发明实施例一所有n-mos管导通同步工作时的波形图；

图6本发明实施例一所有n-mos管导通非同步工作时的波形图；

图7本发明实施例二电路原理图；

图8本发明实施例三电路原理图。

具体实施方式

实施例一

如图4所示，为本发明实施例一的电路原理图。

本发明的多电平降压电路，包括输入单元电路、驱动单元电路和输出单元电路；其中，输入单元电路包括变压器t1、n个电容c1、c2......cn、n个n-mos管q1、q2......qn、输出电容co，变压器t1包括n个初级线圈lp1、lp2......lpn和分别与n个初级线圈连接的次级线圈，n为大于或等于2的自然数；

其连接关系为：电容c1的一端作为输入单元电路的输入端连接输入端vin接收输入电压，电容c1的一端还依次经过初级线圈lp1的同名端、初级线圈lp1的异名端、n-mos管q1的漏极、n-mos管q1的源极、初级线圈lp2的同名端、初级线圈lp2的异名端、n-mos管q2的漏极、n-mos管q2的源极.......初级线圈lpn的同名端、初级线圈lpn的异名端、n-mos管qn的漏极、n-mos管lpn的源极连接至输出电容co的一端，输出电容co的一端作为输入单元电路的输出端连接输出单元电路和输出端vo，输出电容co的另一端连接至输入地gnd；电容c1的另一端则依次经过电容c2、电容c3......电容cn-1、电容cn连接至输入地gnd；即n个电容串联连接，并在每相邻的两个电容之间形成电容中点，可形成n-1个电容节点；n-mos管q1至qn-1的源极分别各自与其同级的电容中点连接；n个n-mos管的栅极分别作为输入单元电路的n路控制端并连接至驱动单元电路的n路输出端用于接收驱动单元电路的n路输出信号，驱动单元电路输出的为g1、g2......gn输出，且n路输出信号为同步脉宽信号。

输出单元电路，包括变压器t1的一级次级绕组ls1和二极管d1，次级绕组ls1的同名端连接输入地gnd，次级绕组ls1的异名端连接二极管d1的阳极，二级管d1的阴极连接输入单元电路的输出端和输出端vo。

输入单元电路由n个串联电容，能够实现输入电压n电平均分，实现n+1电平输入，能够减少对各级n-mos管的电压应力。变压器t1上设有的n个初级线圈，且变压器t1的所有初级线圈匝数相等，变压器t1的所有初级线圈与次级线圈局绕在同一个磁芯上，能够实现多级线圈供电和多级电容的串联，实现输入电压均分，提高电路的稳定性与可靠性。其中，初级线圈与次级线圈匝比为：lp1：lp2：......lpn：ls1＝n:n:......n:1。

电路工作原理：由电路连接关系知，当驱动单元电路g1、g2......gn的输出信号为高电平时，n个n-mos管均为导通状态，输入电压vin与输出电压vo的差值电压对变压器t1进行激磁，初级线圈lp1、lp2.....lpn的电压方向为上正下负(定义该方向为初级线圈电压正方向)，次级线圈ls1耦合的电压方向为下正上负，因此二极管d1处于截止状态。由于初级线圈lp1、lp2.....lpn线圈匝数均相等，则每个初级线圈电压均相等，初级线圈lp1、lp2.....lpn的电压满足：

当n-mos管q1、q2......qn均为导通状态时，电容c1、c2......cn-1分别对应并联在与其同级的初级线圈lp1、lp2.....lp(n-1)的两端，则电容电压c1、c2......cn-1的电压与初级线圈lp1、lp2.....lp(n-1)的电压相等：

电容cn并联在初级线圈lpn与输出端vo的两端，依据基尔霍夫电压定律，电容cn的电压：

由于二极管d1处于截止状态时，其反向电压vrrm为：

当驱动单元电路g1、g2......gn的输出信号为低电平时，n-mos管q1、q2......qn均为截止状态，输出电压vo对变压器t1进行去磁，次级线圈ls1电压为上正下负，二极管d1导通。所有初级线圈电压为上负下正，所有初级线圈的电压满足：

需要说明的是，公示(5)中的“-”符号为文中定义的初级线圈的方向符号。

n-mos管q1、q2......qn截止时，n-mos管q1、q2.......qn-1的漏源极分别对应连接在与其同级的电容c1、c2......cn-1及与其同级的初级线lp1、lp2......lp(n-1)的两端，则n-mos管q1、q2.......qn-1的漏源极电压vds均相等，满足：

即：

n-mos管qn的漏源极与输出端vo串联后连接在初级线圈lpn、电容cn的两端，依据基尔霍夫电压定律，n-mos管qn漏源极电压vdt满足：

即：

综上所述，n个mos管q1、q2......qn漏源极电压相等：vds1＝vds2......＝vdsn，满足了电压应力均等的效果。

图5为n个n-mos管导通同步工作时的电路的波形图，在周期t内n个n-mos管同步导通，截止状态下的第1至第n个n-mos管的漏源极电压均保持一致。

当n-mos管的由于本身器件参数存在差异或者n-mos管q1、q2.......qn非完全同步导通时，由于电容c1、c2......cn的电压钳位效果，处于导通状态下的n-mos管所对应的初级线圈电压将保持为又因变压器所有的初级线圈相互耦合在同一磁芯上，且线圈匝数均相等，则所有初级线圈电压均为方向为上正下负。此时，处于截止状态下的n-mos管的漏源极电压会通过与其串联的初级线圈和串联的钳位电容进行放电，依据基尔霍夫电压定律，截止状态下的漏源极电压为零。如此，多电平降压电路的n-mos管处于非同步导通状态的情况下，也能保证所有n-mos管漏源极电压应力均等的效果，其电路波形图如图6所示。

实施例二

如图7所示，为本发明实施例二的电路原理图。本实施例与实施例一相比，不同之处在于：输入单元电路还包括有n-1个电阻，电阻分别为电阻r1、r2......rn-1，电阻r1、r2......rn-1分别连接在与对应同级的电容中点和对应同级的n-mos管的源极之间。当n-mos管导通非同步时，电阻r1、r2......rn-1抑制n-mos管漏源极的瞬态电流，避免n-mos管过流损坏。电路其他工作原理与实施例一相同，在此不再累述。

实施例三

如图8所示，为本发明的实施例三的电路原理图。本实施例与实施例一和实施例二相比，不同之处在于：本实施例在实施例二的基础上，变压器t1增设二级次级线圈ls2，输出单元电路还包括二极管d2、二极管d3、电感l1。次级线圈ls1的同名端与输入地gnd连接；次级线圈ls1的异名端与二极管d1的阳极；二极管d1的阴极与输出端vo连接；次级线圈ls2的异名端与输入地gnd连接，次级线圈ls2的同名端与二极管d2的阳极连接；二极管d2的阴极与二极管d3的阴极、电感l1的一端连接；电感l1的另一端与输出端vo连接，二极管d3的阳极与次级ls2的异名端、输入地gnd连接。

实施例三中初级线圈lp1、lp2.....lpn的电压、n-mos管q1、q2......qn的漏源极电压与实施例一中一致，在此不再累述。

当n-mos管q1、q2......qn导通时，次级线圈ls2的感应电压为上正下负，二极管d2导通，二极管d3截止，通过电感l1向输出电容co充电，即向负载供电。当n-mos管q1、q2......qn截止时，次级线圈ls2的感应电压为下正上负，二极管d2截止，二极管d3导通，电感l1通过二极管d3续流并向电容co充电。次级线圈ls2与二极管、二极管d3、电感l1构成典型的正激输出电路方式，使得电路的输出功率提升。

以上公开的仅为本发明的优选实施例，但是本发明并非局限于此。任何本领域的技术人员在未脱离本发明的核心思想的前提下对本发明进行的若干修饰均应该落在本发明权利要求的保护范围之类。