一种级联型电力电子变压器及其不平衡补偿控制方法与流程

本发明属于电力电子变压器技术领域，具体涉及一种级联型电力电子变压器的不平衡补偿控制方法。

背景技术

电力电子变压器(powerelectronictransformer，pet)，又称固态变压器(solidstatetransformer，sst)，是一种在电力电子化的电力系统中替代传统工频变压器的变电装置，除了能实现传统的变压和隔离以外，还兼具无功补偿、谐波抑制、功率双向传输以及多输出供电的功能。

近年来，随着pet技术的不断发展，在中高压配电网中的应用越来越受到关注。而在高压应用场合，由于功率开关器件的耐压水平有限，常采用模块化或者级联结构以提高电力电子变压器能承受的输入电压。其中应用比较广泛的两种拓扑分别是美国未来可再生电能传输和管理项目(futurerenewableelectricenergydeliveryandmanagement，freedm)采用的基于级联h桥整流器的单相pet拓扑，以及中科院研制出的基于模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter，mmc)的三相pet拓扑。这两种拓扑在理想电网和三相对称负载的工况下均能够很好地实现pet的各项功能，但在实际配电网中，由于系统故障或者大规模单相负载的投入，网侧电压和输出侧负载往往会出现三相不对称的工况，如果不能够对上述不平衡进行补偿，则pet会向电网注入负序电流，对大电网造成污染，同时由于负序电流导致的各相高压直流电容电压不均衡，会使得输入级的开关器件由于过电压而损坏。因此，研究三相不平衡下的补偿控制策略对于pet在工程实际中的推广具有非常重要的意义。

实现pet对不平衡负载的补偿可以从拓扑和控制环节两方面解决，但是从拓扑上改进的方法往往会增加电路的复杂程度，通常还需要配套的控制策略，成本也会随之增加，相比较而言，从控制环节进行补偿的方法更加实用。常规的补偿方法是采用对称分量法实现正负序分量的分离，然后在各自的旋转坐标系下分别进行控制，这种方法无法避免正负序分离带来的检测延时，动态响应较差，而且控制系统较复杂。还有一种基于零序电压注入的补偿方法，该方法需要根据直流侧的电压波动实时计算补偿电压的幅值和相角，使得补偿的零序电压正弦性较差，容易向网侧注入谐波污染，而且补偿的范围有限。

技术实现要素：

为了克服现有技术的缺陷，本发明提供一种级联型电力电子变压器的不平衡补偿控制系统及方法，能同时解决pet在网侧电压和三相负载不平衡时的负序电流补偿问题，从而促进电力电子变压器在工程实际中的应用。

具体地，本发明提供一种级联型电力电子变压器，其包括变压器以及控制组件，所述变压器包括输入整流级、隔离级以及输出逆变级，

所述输入整流级由三个星形连接的单相级联型h桥整流器组成；所述隔离级为多个独立的双有源桥变流器，各个双有源桥变流器的输出端并联在一起，构成低压直流母线；所述输出逆变级为单相pwm逆变器；

输入整流级、隔离级以及输出逆变级均采用单相h桥变流器进行控制，单相h桥变流器中的开关器件均采用大功率的igbt；

所述控制组件包括输入整流级分层控制单元、隔离级控制单元以及输出逆变级控制单元，输入级的分层控制单元又分为上层控制单元和下层控制单元，在上层控制单元中嵌入一个降阶广义积分器以抑制网侧的负序电流并且采用正序解耦控制实现网侧功率控制的解耦以及总的直流电压恒定；所述输入整流级的下层控制单元用于克服电路参数和开关延迟造成的影响，维持每相各个子模块间的电压均衡，所述隔离级采用闭环pi控制器实现各个子模块的低压直流母线电压恒定，所述输出逆变级采用电压电流双闭环的控制方法维持输出电压恒定。

优选地，所述隔离级的双有源桥变流器包括原边h桥变流器、高频变压器和副边h桥变流器，所述原边h桥变流器和副边h桥变流器之间配置有单移相脉宽调制单元，单移相脉宽调制单元利用单移相脉宽调制(singlephaseshift-pulsewidthmodulation,sps-pwm)实现功率在隔离级变流器中的双向流动。

优选地，所述输出逆变级的控制器为准pr控制器。

优选地，所述输入整流级的三个单相级联h桥整流器星形连接后再经过电感滤波与交流电网或交流负载相连。

优选地，所述的输入级h桥整流器的输出端与dab原边h桥变流器的输入端相连接；dab原边h桥变流器的输出端接高频变压器的原边，高频变压器的副边连接dab副边h桥变流器的输入端；dab副边h桥变流器的输出端与输出级单相pwm逆变器的输入端相连接；输出级单相pwm逆变器的输出端通过滤波器连接低压交流电网或交流负载。

优选地，本发明还提供一种级联型电力电子变压器的不平衡补偿控制方法，其包括：

s1、输入级的分层控制单元分为上层控制单元和下层控制单元，其中上层控制单元由坐标变换、正序解耦控制和负序电流抑制三部分组成。

坐标变换：网侧的三相电压eabc经过dq坐标变换后得到有功电压分量ed和无功电压分量eq；网侧的三相电流iabc经过dq坐标变换后得到有功电流测量值isd和无功电流测量值isq，有功电流测量值isd和无功电流测量值isq分别经过一个陷波器从而得到各自的正序分量，有功电流isd的正序分量为无功电流isq的正序分量为

正序解耦：采集所有模块的高压直流电容电压平均值udc_ave，并与参考值作差，再经过一个pi调节器得到有功电流的参考值同时将无功电流的参考值设置为0，用于实现网侧的单位功率因数校正，将前面得到的有功电流参考值和无功电流参考值分别与各自的正序分量测量值作差后经过一个解耦控制器得到有功电压参考信号usd和无功电压参考信号usq；

负序电流抑制：有功电流参考值isd^*与有功电流测量值isd作差后经过一个降阶广义积分器得到有功电压的补偿信号udcom；无功电流参考值isq^*与无功电流测量值isq作差后经过一个降阶广义积分器得到无功电压的补偿信号uqcom；

将有功电压的补偿信号udcom减去参考信号usd并与网侧的前馈电压ed相加、无功电压的补偿信号uqcom减去从正序解耦控制的输出得到的参考信号usq并与网侧的前馈电压eq相加，最后分别经过dq反变换得到输入级的调制电压信号

s2、输入整流级的下层控制单元为相内均压控制，具体为：采集第x相(x∈{a,b,c})内部各子模块的直流电容电压udc_x_1,...,udc_x_n，并与第x相的直流电容平均电压udc_x_ave作差，经过一个比例控制器后与有功电流的符号函数相乘，最后与由上层控制得到的调制电压参考信号先相乘再相加，最终得到各子模块的调制电压uxm1,uxm1,...uxmn；

s3、隔离级采用闭环控制调节各子模块的低压直流母线电压恒定，并采用sps-pwm调制技术实现功率在隔离级变流器中的双向流动，n个子模块的控制方法均相同，第x个子模块(x＝1,2,..,n)的低压直流电容电压测量值udc_lx和低压直流母线电压参考值udc_l^*作差后，经过pi调节器得到各dab变流器的移相控制角分别控制各个dab变流器的功率流动；

s4、输出级闭环控制：在输出级控制中，逆变级输出电压的测量值ux首先和输出电压的参考值ux^*作差，然后经过一个准pr控制器再除以n得到各个子模块的输出电流参考信号ix^*，以此作为电流内环的输入，分别和每个子模块的输出电流测量值ix_1,ix_2,...,ix_n作差，最后经过一个准pr控制器得到各个子模块的调制电压信号ux_1,ux_2,...,ux_n。

优选地，输入级整流器在αβ轴系下的调制电压参考信号可以表示为：

式中uα*和uβ*表示αβ轴系下的调制电压参考信号，ed,eq为电网电动势的有功和无功分量，和表示pi控制器输出的有功和无功电压，ω1表示电网的角频率，t表示时间，i2d,i2q为负序二倍频有功和无功分量的幅值，为负序分量的初相角；

uα*和uβ*中仅含有基波正序和负序分量，其中正序分量用于控制系统传输的功率，负序分量用于抑制网侧的负序电流。

优选地，步骤s1中的陷波器频率为100hz。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1、本发明公开的基于降阶广义积分器辅助控制策略，可以提高级联型pet应对不平衡工况的能力，使pet在网侧和负载侧均出现三相不平衡时仍能实现高质量的功率传输。

2、本发明采用的基于rogi调节器的补偿方法可以有效抑制不平衡工况下的网侧负序电流，与传统的基于双dq轴系的分序补偿方法相比，在响应速度和补偿效果上拥有明显的优势。

3、本发明公开的不平衡补偿控制方法仅在三相不平衡时起作用，不会影响pet在电压和负载平衡条件下的正常运行。

4、本发明公开的不平衡控制方案，能够使pet在网侧电压严重不对称时，仍然维持交直流输出的高电能质量，这使得pet具有了一定的故障穿越能力。

5、本发明公开的不平衡补偿控制策略，适用于任何电压等级的应用场合以及任意模块数的级联型pet，还可以拓展到三相四线制的pet中。

附图说明

图1是本发明采用的级联型电力电子变压器主电路拓扑结构示意图。

图2是已有的基于双dq轴系的分序不平衡补偿控制原理图。

图3是本发明提出的基于rogi调节器辅助控制的输入级上层控制原理图。

图4是本发明采用的输入整流级下层相内均压控制原理图。

图5是本发明采用的隔离级的电压闭环控制原理图。

图6是本发明采用的基于准pr控制器的输出级单相pwm逆变器电压电流双闭环控制原理图。

图7是网侧电压出现三相不对称时的仿真波形图。

图8是三相负载功率出现不平衡时的仿真波形图。

图9是采用双dq轴系的分序补偿控制器时的网侧电流仿真波形图。

图10是采用本发明的不平衡控制方案进行补偿时的网侧电流仿真波形图。

图11是采用本发明的控制方案补偿后的网侧a相电压和电流波形图。

图12是网侧电压出现严重三相不对称时的仿真波形图。

图13是采用本发明的不平衡控制方案在网侧电压严重三相不对称时投入补偿的网侧电流仿真波形图。

具体实施方式

以下将参考附图详细说明本发明的示例性实施例、特征和方面。附图中相同的附图标记表示功能相同或相似的元件。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。

本发明公开了一种基于降阶广义积分器辅助控制的级联型pet不平衡补偿策略，通过在正向dq轴系的解耦控制环节中嵌入一个rogi调节器，对正负序电流进行统一控制，由于不需要指令电流计算和正负序分离环节，使得输入级的控制得到了明显的简化。

一种典型的pet拓扑如图1所示，包含整流、隔离、逆变三个部分。其中整流级由三个星形连接的单相级联型h桥整流器组成，采用载波移相调制(cps-pwm)技术进行开关控制。隔离级为多个独立的双有源桥(dualactivebridge，dab)变流器；输出级为单相pwm逆变器。三个单相的整流级星形连接后再经过电感滤波与公用电网相连。dab的输出端可以并联到一起，构成低压直流母线，供给分布式电源、储能装置和直流负载接入。而逆变器的输出端既可以接低压交流电网，也可以接交流负载。

当交流输出端的三相负载不平衡时，各相传输功率的电流不同，会使得网侧的三相电流出现负序分量，对电网造成污染。部分文献采用了一种如图2所示的基于正负序分离的双dq轴系下不平衡控制策略，虽然可以有效抑制网侧的负序电流，但是控制系统较复杂，且无法避免正负序分离带来的补偿延时，控制器的动态性能较差。

而本专利提出的控制策略，是通过在解耦控制环节中嵌入一个rogi调节器以抑制网侧的负序电流，不仅可以适应网侧电压和负载均不对称的工况，而且能够得到高电能质量的交直流输出，是一种简单实用的补偿方法。下面结合pet输入级的数学模型对本文的不平衡补偿策略进行分析。

如图1，一种典型的级联型pet输入级拓扑，每相由n个级联h桥整流模块构成，三相输入之间星形连接，而且网侧电源和输出端负载之间无中性线，因此系统中不包含零序电流。

当网侧和负载侧出现不平衡时，网侧的电源电压可以表示为：

式中，ea,eb,ec为网侧的瞬时电动势；ep,en,ez为网侧电压的正、负、零序分量的幅值；为正负零序分量的相角。

如果不对系统的不平衡加以控制，网侧的输入电流将出现负序分量，可表示为：

式中，lac为网侧的滤波电感；ra,rb,rc为整流输出端的等效串联电阻，用于表征系统的开关损耗，和输出级的交流负载消耗的功率相比，往往可以忽略不计。

对式(3)进行dq变换，可以得到三相桥臂输入端电流在dq轴系下的表达式

经过解耦控制，有功和无功电流控制器可以表示为：

式中，ia,ib,ic为网侧的三相瞬时电流；ip,in为网侧正负序电流的的幅值；θp,θn为正负序电流的初相。

级联h桥整流器的输入电流可以表示为：

当系统出现不平衡时，网侧电流的负序分量在dq轴系下会出现2倍频分量，此时的有功和无功电流可表示为：

式中i1d,i1q为有功和无功电流的直流分量，i2d,i2q为负序二倍频分量的幅值，为负序分量的初相角。

仅采用pi控制器无法对2倍频的负序分量进行无差调节，因此本文在正序解耦控制的基础上嵌入了一个rogi调节器，用于抑制网侧的负序电流。输入级的分层控制包括上层控制和下层控制，上层控制框图如图3所示，包含坐标变换，正序解耦和负序电流抑制三个部分。

坐标变换的目的是为了将电压和电流转换到dq轴系上，方便对网侧的有功和无功电流分别进行控制。如图3，eabc和iabc分别表示网侧的三相电压和电流，经dq坐标变换后得到各自的有功和无功分量(esd,esq),(isd,isq)。isd和isq还分别经过一个100hz的陷波器从而得到各自的正序分量

正序解耦环节用于实现有功和无功电流控制器的解耦。如图3，表示高压直流电容电压的参考值，表示所有模块的高压直流电容电压平均值，两者作差之后经过一个pi控制器有功电流的参考值无功电流的参考值设置为0，用于实现网侧的单位功率因数校正。isd^*和isq^*分别和各自的正序分量测量值作差后经过解耦控制得到有功和无功电压参考信号usd和usq。这里的s是source的缩写，source指电源，也就是电网，因此带上s下标的电流就是指电网侧的电流，同理l是load的缩写，带上l下标的电流就是指负载侧的电流。

负序电流抑制环节包含有功和无功两个部分，两者的控制完全一样，以有功电流为例，参考值id^*测量值id作差后经过一个rogi调节器得到有功电压的补偿信号udcom。

有功电压和无功电压的补偿项udcom和uqcom分别减去参考信号usd和usq，再和网侧电压ed和eq相加，最后经过dq反变换得到输入级的调制电压信号。由于该方法不需要正负序分离环节，相对于如图2的基于双dq轴系的分序补偿方法，大大简化了控制单元的复杂程度。

输入级的下层控制用于克服电路参数和开关延迟造成的影响，维持每相各个子模块间的电压均衡，控制框图如图4所示。采集第x相(x∈{a,b,c})内部各子模块的直流电容电压udc_x_1,...,udc_x_n,并与第x相的直流电容平均电压udc_x_ave作差，经过一个比例控制器后与有功电流的符号函数相乘，最后与由总控制得到的调制电压参考信号先相乘再相加，最终得到各子模块的调制电压uxm1,uxm1,...uxmn。

所述隔离级dab变流器用于输入级和输出级的功率交换。如图5，是本发明所述的隔离级电压闭环控制原理图。采用闭环pi控制调节各个子模块低压直流母线电压恒定，并且采用sps-pwm调制技术实现功率在隔离级变流器中的双向流动。图中，udc_l^*是低压直流母线的参考信号，udc_lx是第x个子模块的低压直流电容电压测量值，其中x＝1,2,...,n。测量值udc_lx和参考值udc_l^*经过pi控制后得到各dab变流器的移相控制角分别控制各个dab的功率流动。

如图6，是本发明所述的基于准pr控制器的输出级单相pwm逆变器电压电流双闭环控制原理图，图中，ux^*和ux分别为逆变级输出电压的参考值和测量值，ix^*表示各子模块输出电流的参考值，ix_1,ix_2,...,ix_n分别表示各相n个子模块的输出电流测量，ux_1,ux_2,...,ux_n是n个并联逆变器的调制电压信号。三相的控制方法完全相同，以u相为例，在输出级控制中，逆变级输出电压的测量值首先和参考值作差，再经过准pr控制器后除以n得到每个子模块的输出电流参考信号，作为电流内环的输入，然后分别和每个子模块的输出电流测量值作差，最后经过准pr控制器得到每个子模块的调制电压信号。在这里，之所以采用准pr控制器而不是pi控制器，是因为准pr控制对交流信号的无静差跟踪效果更好，而采用电压电流双闭环的控制方法既能使输出电压恒定，又能实现各并联子模块的均流。

下面结合rogi调节器的传递函数，对本发明公开的级联型pet不平衡补偿控制方法的原理进行分析。

rogi调节器的传递函数分别如式(7)所示

rogi的传递函数只有-jωr一个极点，因此当ωr＝2π*100rad/s时，控制器只在-100hz处增益最大，在其它频率处的增益几乎为0，因此rogi可以在不影响正序电流分量的前提下，对负序分量进行调节。

基于rogi的负序电流控制器，其输出可以表示为

式中和分别表示控制器输出的有功和无功电压补偿量，表示拉氏反变换，*表示卷积运算。

随着时间t的增加，式(8)中第二项的指数项会快速增加，其值将远远超过第一项。因此式(8)可以近似等效为:

经过正序解耦控制和负序电流控制，输入级整流器在dq轴系下参考电压信号可以表示为:

对式(10)进行dq反变换，可得到参考电压信号在αβ轴系下的表达式为:

式中uα*和uβ*表示αβ轴系下的调制电压参考信号。

由式(11)可以看出，输入级级联h桥整流器的调制信号中仅含有基波正序和负序分量，其中正序分量用于控制系统传输的功率，负序分量用于抑制网侧的负序电流。

在实际运行中，电网频率允许的波动范围为-2.5～+1.5hz，若直接采用rogi调节器，当电网频率发生波动时控制器的鲁棒性较差，因此需要引入截止频率ωc，以提高控制器的增益带宽范围。此时的rogi调节器变为降阶准谐振调节器(reducedorderquasi-resonant，roqr)，传递函数如式(12)所示。

为了验证本发明，基于matlab/simulink搭建了与图1拓扑相同的三相级联pet仿真模型。其主要的仿真参数如下：

额定容量：2mva

网侧线电压：10kv(有效值)

级联模块数：3

三相额定负载功率：360kw

仿真过程如下：0.45s之前，网侧电压三相对称，三相负载均为360kw。0.45s之后网侧电压出现轻度不对称，u相的负载维持不变，v相的负载功率下降20％，w相负载功率变为原来的50％。在0.45s分别投入双dq轴系下的分序补偿控制器和本发明提出的不平衡补偿方案，对比负序电流补偿的效果。图7-图13给出了本发明的仿真结果。

如图7，是本发明的网侧电压变化仿真波形图，0.45s之前，网侧电压三相对称，0.45s后出现轻度不对称。

如图8，是本发明的三相负载功率变化仿真波形图。0.45s之前，三相负载功率为1:1:1，0.45s之后负载之比变化为1:0.8:0.5。

图9和图10分别展示了基于双dq轴系的分序补偿控制和本发明的不平衡控制方案的补偿效果。从波形对比中可以直观看出，当采用本发明的补偿方案时，大约经过0.04秒后网侧的电流便恢复平衡，而采用双dq轴系的分序补偿控制器，需经过0.15秒的漫长响应时间，而且补偿后的网侧电流依然存在轻度的不对称。

造成上述结果的原因，主要在于采用分序补偿三相不平衡时，无法避免正负序分离带来的四分之一周期的检测延时，而且控制方案中过多的坐标变换和复杂的指令计算影响了补偿的精度。而采用本发明的不平衡控制方案，避免了指令电流计算和正负序分离环节，大大提高了不平衡补偿控制器的响应速度。

如图11，是采用本发明的不平衡控制方案补偿后的a相电压和电流仿真波形，可以看出补偿后的pet工作在单位功率因数状态，输出的电能质量高。

如图12，是网侧电压出现严重不对称时仿真波形图，0.45s之前，网侧电压三相对称，0.45s后a相电压跌落为原来的70％。

如图13，是采用本发明的不平衡控制方案在网侧电压严重三相不对称时投入补偿的网侧电流仿真波形图。仿真结果表明，当电网电压发生严重跌落时，采用本发明的控制方法仍能使得网侧电流保持三相对称，这说明采用rogi调节器辅助控制的三相pet不仅能够补偿不平衡负载，还具有一定的故障穿越能力。

最后应说明的是：以上所述的各实施例仅用于说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或全部技术特征进行等同替换；而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。