单相极间电感交错并联功率因数校正电路的制作方法

本发明涉及电力传送领域，特别涉及一种单相极间电感交错并联功率因数校正电路。

背景技术：

随着电力电子的发展，电网对电力电子设备的谐波要求也越来越高，功率因数校正电路被广泛应用。在传统的单相中小功率场合直接采用单个boost电路(升压电路)实现功率因数校正，如图1所示。通过控制开关管s1的驱动脉冲来实现功率因数校正。

在图1所述的单个开关管实现功率因数校正的方案只适用于中小功率等级，随着目前用电设备功率等级不断提高，存在单个开关管电流应力过大，电感电流纹波大，磁性元器件设计困难，散热设计难度大，效率低，电流谐波含量高等问题。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的实施例提供了一种单相极间电感交错并联功率因数校正电路，能够有效减小开关损耗，提高效率，其包括与输入电源连接的整流电路、与整流电路的一个输出端连接的主电感、与所述主电感另一端连接的第一boost分支电路和第二boost分支电路、一端与所述第一boost分支电路和所述第二boost分支电路连接的输出电容，所述输出电容的另一端、所述第一boost电路的回路端和所述第二boost电路的回路端与所述整流电路的另一输出端连接；所述第一boost电路与所述第二boost电路并联，所述第一boost电路包括第一电感，所述第二boost电路包括第二电感，所述第一电感和所述第二电感组成反向耦合变压器。

进一步地，所述第一boost分支电路还包括第一开关管、第一二极管，所述第一电感一端与所述主电感连接，所述第一电感另一端与所述第一开关管和所述第一二极管连接，所述第一二极管另一端与所述输出电容连接，所述第一开关管的另一端与所述整流电路的所述另一输出端连接；

所述第二boost分支电路还包括第二开关管、第二二极管，所述第二电感一端与所述主电感连接，所述第二电感另一端与所述第二开关管和所述第二二极管连接，所述第二二极管另一端与所述输出电容连接，所述第二开关管的另一端与所述整流电路的所述另一输出端连接。

进一步地，输入到所述第一开关管的控制端的控制信号和输入到所述第二开关管的控制端的控制信号波形相同，相位差为180度。

进一步地，所述整流电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管，所述第一整流二极管的阴极与所述第二整流二极管的阴极和主电感的一端连接，所述第三整流二极管的阴极与所述第一整流二极管的阳极连接，所述第四整流二极管的阴极与所述第二整流二极管的阳极连接，所述第三整流二极管的阳极与所述第四整流二极管的阳极、所述第一boost分支电路的回路端、所述第二boost分支电路的回路端和所述输出电容的所述另一端连接；所述第一整流二极管的阳极和所述第二整流二极管的阳极用于与所述输入电源连接。

进一步地，输入到所述第一开关管的控制端的控制信号和输入到所述第二开关管的控制端的控制信号为pwm波。

本发明中方案中，通过驱动移相180度的方式，电感电流的纹波为两倍的开关频率，能够有效的减小电感的体积和纹波电流。在同样的电感量下能够以一半的开关频率达到相同的性能要求，从而减小设备体积以及减小开关损耗，提高效率。

由于并联支路采用耦合变压器的方式，使主电感两端的最大电压幅值为输出电压的一半，而图1方案的电感两端电压为输入电压幅值或者输出电压减去输入电压。比较可得，采用本发明的方案能进一步减小主电感的纹波电流，可以减小电感的感量和体积。

采用耦合变压器的方式能够实现两个支路的电流均分，从而解决两个boost电路直接并联的不均流问题，使并联两路的功率器件热应力相同，增加设备稳定性。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1为本发明现有技术中的单个开关管boost电路结构图；

图2为本发明一些实施例中的双boost并联电路结构示意图；

图3为本发明一些实施例中的单相极间电感交错并联功率因数校正电路结构示意图；

图4为本发明一些实施例中的单相极间电感交错并联功率因数校正电路中信号示意图；

图5为本发明一些实施例中的单相极间电感交错并联功率因数校正电路信号示意图；

图6为本发明一些实施例中的双boost并联电路信号示意图；

图7为本发明一些实施例中的单相极间电感交错并联功率因数校正电路结构示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

本发明在实施过程中，发明人发现在单相中大功率场合，可采用两个boost电路直接并联实现功率因数校正，如图2所示。采用两路开关管(s1和s2)的驱动脉冲移相180度来实现交错并联控制，从而使总输入输出电流纹波减小，降低单路开关管的电流应力。

在图2所述采用两个boost电路直接并联的方案，虽能在一定程度上通过两个boost并联的方式实现分流，降低单个开关管的电流应力，且交错控制能减小输入输出电流纹波。但由于不同支路元器件的杂散性，会导致两个支路的电流分配不均，从而导致功率器件热应力不同，影响设备的使用寿命和安全。此外，两个电路直接交错并联，只是减小了总输入输出电流纹波，对于单个支路电感上的电流纹波并没有减小，电感的高频损耗依然对设备的效率有重要影响。

本发明的实施例采用一个主滤波电感，一个反向耦合变压器交错并联的方式实现功率因数校正，具体地，如图3所示，本发明实施例电路组成：输入电源vin为市电交流输入，二极管d1、d2、d3、d4组成整流电路，主电感l1，反向耦合变压器lm分为lma和lmb两个线圈，两个并联支路开关管s1，s2，二极管d5，d6，输出滤波电容co以及负载rload。其中l1，lma，d5，s2、co组成第一支路，l1，lmb，d6，s1、co组成第二个支路，两个支路共用主电感l1，输出电容co。另外，定义输出电容co两端的电压为vo，主电感l1两端的电压为vl1，所述二极管d1的阴极和二极管d2的阴极与所述电感l1一端连接，所述电感l1的另一端与所述电感lma和电感lmb连接，所述电感lma的另一端与所述开关管s2和二极管d5连接，所述电感lmb的另一端与所述开关管s1和二极管d6连接，所述二极管d5和二极管d6与所述输出电容co连接，所述输出电容co的另一端与所述开关管s1和开关管s2的另一端连接，并与所述二极管d3、d4的阳极连接，所述输出电容co的两端与负载rload连接，所述二极管d3的阴极与所述二极管d1的阳极连接，所述二极管d4的阴极与所述二极管d2的阳极连接，所述二极管d1的阳极和所述二极管d2的阳极与输入电源vin连接，所述电感lma和电感lmb组成反向耦合变压器。

本发明实施例中的电路工作方式：

如图4所示，在一个开关周期中，根据输入电压的幅值和输出电压一半的关系，可以分为两个主要工作阶段：

第一，当输入电压(v12)大于输出电压的一半时的工作波形如图4所示。波形从上往下依次是，开关管s1的驱动脉冲，开关管s2的驱动脉冲，主电感l1电流波形，输入电压v12(二极管d1的阴极和二极管d3之间的电压)和主电感两端电压vl1波形。

此时，由于两路驱动占空比小于50％，并且采用交错并联的控制方式，所以不存在两路开关管同时导通的时刻。例如，当开关管s1开通时，s2开关管闭合，此时c点的电位为0v，b点的电位为输出电压vo。由于采用耦合变压器，所以耦合变压器与主电感l1连接处a点的电位为一半的输出电压。此时，电感两端电压vl1为输入电压v12减去输出电压的一半主电感储存能量，电流上升。当两个开关管同时关断时，b、c两点的电位同时为输出电压vo,则a点的电位也为vo，加在电感两端电压为输出电压vo减去输入电压，此时电感向负载提供能量，电感电流减小。另外当s2开通，s1闭合时的工作状态可同理分析。

第二、当输入电压(v12)小于输出电压的一半时的波形如图5所示。波形从上往下依次是，开关管s1的驱动脉冲，开关管s2的驱动脉冲，主电感电流波形，输入电压和主电感两端电压波形。

此时，两路驱动占空比大于50％，由于采用的交错控制方式，将会存在两路开关管同时导通的时刻。电路工作状态如下：当开关管s1开通时，s2开关管闭合，此时c点的电位为0v，b点的电位为vo，由于采用耦合变压器，所以耦合变压器与主电感l1连接处a点的电位为输出电压的一半。此时，电感两端电压vl1为输入电压减去输出电压的一半，由于此时输入电压(v12)小于输出电压的一半主电感电流下降。当两个开关管同时开通时，b、c两点的电位同时为0,则a点的电位也为0，加在电感两端电压为输入电压，此时电感电流增大。另外当s2开通，s1闭合时的工作状态可同理分析。

本发明的技术效果：

本发明采用主电感和耦合变压器实现功率因数校正，在两个分支电路有一个开关管闭合另一个开关管关断的情况下，由于耦合变压器的作用，使主电感右侧a点的电位为输出电压一半，有效的减小了加在电压两端的电压，使纹波电流减小。另外，由于两个支路驱动交错180度，使主电感上的电流纹波频率为开关频率的两倍，进一步减小了电感的体积和电流纹波。

图2方案的电流工作波形如图6所示，波形从上往下依次是，开关管s1的驱动脉冲，开关管s2的驱动脉冲，单个支路电感电流波形，输入电压和单个支路电感两端电压波形。

和图4和图5进行对比，可以看出本发明的电流纹波接近图2方案的一半，对于减小电感体积和增大效率具有积极的意义。

耦合变压器的使用解决了图2方案的两个支路的不均流问题，使两个支路的主功率器件的发热均匀，增加设备可靠性。

如图7所示，本发明的另一实施例中提供了一种单相极间电感交错并联功率因数校正电路100，包括与输入电源200连接的整流电路110、与整流电路110的一个输出端连接的主电感130、与所述主电感130另一端连接的第一boost分支电路140和第二boost分支电路150、一端与所述第一boost分支电路140和所述第二boost分支电路150连接的输出电容160，所述输出电容160的另一端、所述第一boost分支电路140的回路端和所述第二boost分支电路150的回路端与所述整流电路110的另一输出端连接；所述第一boost分支电路140与所述第二boost分支电路150并联，所述第一boost分支电路140包括第一电感141，所述第二boost分支电路150包括第二电感151，所述第一电感和所述第二电感组成反向耦合变压器。所述反向耦合变压器使得两个支路的电流均匀，使得器件发热均匀，增加了设备可靠性。

进一步地，所述第一boost分支电路140还包括第一开关管142、第一二极管143，所述第一电感141一端与所述主电感130连接，所述第一电感141另一端与所述第一开关管142和所述第一二极管143连接，所述第一二极管143另一端与所述输出电容160连接，所述第一开关管142的另一端与所述整流电路110的所述另一输出端连接；

所述第二boost分支电路150还包括第二开关管152、第二二极管153，所述第二电感151一端与所述主电感130连接，所述第二电感151另一端与所述第二开关管152和所述第二二极管153连接，所述第二二极管153另一端与所述输出电容160连接，所述第二开关管152的另一端与所述整流电路110的所述另一输出端连接。通过间歇控制开关管142、152开断，使得所述输出电容160两端的电压进行升压。所述输出电容160还可对输出电压进行滤波。

当然，为了调整输出电压的纹波，本发明中开关管的数量可以根据需要进行设置，如在每个支路上设置两个开关管。

为了减少输出的纹波，使得纹波频率增加，输入到所述第一开关管141的控制端的控制信号和输入到所述第二开关管152的控制端的控制信号波形相同，相位差为180度，采用交错并联控制。

所述整流电路110包括第一整流二极管111、第二整流二极管112、第三整流二极管113和第四整流二极管114，所述第一整流二极管111的阴极与所述第二整流二极管112的阴极和主电感130的一端连接，所述第三整流二极管113的阴极与所述第一整流二极管111的阳极连接，所述第四整流二极管114的阴极与所述第二整流二极管112的阳极连接，所述第三整流二极管113的阳极与所述第四整流二极管114的阳极、所述第一boost分支电路140的回路端、所述第二boost分支电路150的回路端和所述输出电容160的所述另一端连接；所述第一整流二极管111的阳极和所述第二整流二极管的112阳极用于与所述输入电源连接。

输入到所述第一开关管142的控制端的控制信号和输入到所述第二开关管152的控制端的控制信号为pwm波，如，可设置占空比大于50％或者小于50％。

通过驱动移相180度的方式，电感电流的纹波为两倍的开关频率，能够有效的减小电感的体积和纹波电流。在同样的电感量下能够以一半的开关频率达到相同的性能要求，从而减小设备体积以及减小开关损耗，提高效率。

由于并联支路采用耦合变压器的方式，使电感两端的最大电压幅值为输出电压的一半，而图1和图2方案的电感两端电压为输入电压幅值或者输出电压减去输入电压。比较可得，采用本发明的方案能进一步减小主电感的纹波电流，可以减小电感的感量和体积。

采用耦合变压器的方式能够实现两个支路的电流均分，从而解决两个boost电路直接并联的不均流问题，使并联两路的功率器件热应力相同，增加设备稳定性。

在本发明中，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“多个”指两个或两个以上，除非另有明确的限定。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。