一种适用于光储直流微电网的三端口变流器的制作方法

本发明涉及直流变换技术，尤其是涉及一种适用于光储直流微电网的三端口变流器。

背景技术：

在直流微电网系统中，光伏发电单元+电池/超级电容储能单元构成的分布式电源已成为一种典型的组合。其中，光伏发电单元将太阳能转换为电能，充分地利用可再生能源以实现可持续发展；电池/超级电容等储能单元根据光伏单元不同的发电情况实时调节其输入/输出功率，以确保系统供电稳定。为了自由地调节光伏发电单元、电池/超级电容储能单元和直流微电网之间的电压关系和功率传输，可利用若干个独立的两端口变流器来实现电压变换和功率控制，但是该方案所需元件多，导致系统的体积大、成本高。

为有效减小系统的体积和成本，国内外学者提出了三端口变流器新方案。它仅需一个变流器，即可实现光伏发电单元、电池/超级电容储能单元和直流微电网之间的电压、功率控制。t.cheng等提出了一种单电感三端口变流器，仅需一个电感和若干个半导体器件，但是它较难实现光伏发电单元与直流微电网端口之间所需的高升压变比([1]t.cheng,d.d.luandl.qin,“non-isolatedsingle-inductordc/dcconverterwithfullyreconfigurablestructureforrenewableenergyapplications,”ieeetrans.circuitssyst.ii,exp.briefs,vol.65,no.3,pp.351–355,aug.2018.)。邵珠雷和刘俊峰等分别提出了两种高增益三端口变流器，利用耦合电感实现了高升压变比，然而由于给电池充电和放电的部分路径是独立的，因此需要比较多的开关器件([2]邵珠雷.一种光伏系统高增益非隔离三端口变换器[j].可再生能源,2017,35(2):252-258.[3]刘俊峰,胡仁俊,曾君.一种具备高增益的非隔离三端口变换器[j].电工技术学报,https://doi.org/10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.180128)。为了实现电池充电和放电电路的复用，y.-m.chen等提出了另一种三端口变流器。但是，该变流器用于光伏单元和储能单元之间传输功率的电路比较复杂([4]y.-m.chen,a.q.huang,andx.yu,“ahighstep-upthree-portdc-dcconverterforstand-alonepv/batterypowersystems,”ieeetrans.powerelectron.,vol.28,no.11,pp.5049–5062,nov.2013)。

技术实现要素：

针对现有应用于直流微电网中的三端口变流器所存在的问题，本发明的目的在于提供开关器件少、能实现高升压变比、不同端口之间功率传输电路简单的一种适用于光储直流微电网的三端口变流器。

本发明适用于光储直流微电网的三端口变流器，包括三个端口v1、v2、v3，三个开关管s1、s2、s3，四个二极管d1、d2、d3、d4，一个电感l1，一个耦合电感t1，五个电容c1、c2、c3、c4、c5。进一步地，端口v1的正端与耦合电感t1原边的同名端相连，耦合电感t1原边的异名端与耦合电感t1副边的同名端相连，耦合电感t1副边的异名端与电容c1、c2的一端相连，电容c1的另一端与二极管d1的阴极和二极管d3的阳极相连，电容c2的另一端与二极管d2的阳极和二极管d4的阴极相连；二极管d3的阴极与电容c3的一端相连于端口v3的正端，二极管d4的阳极与电容c4的一端相连于端口v3的负端；电容c3的另一端与电容c4的另一端相连于端口v1的正端，二极管d1的阳极和二极管d2的阴极也相连于端口v1的正端；耦合电感t1原边的异名端与开关管s1的源极和开关管s2的漏极相连，开关管s1的漏极与电容c5的一端相连，电容c5的另一端与端口v1的负端相连；开关管s2的源极与电感l1的一端和开关管s3的漏极相连，电感l1的另一端与端口v2的正端相连，端口v2的负端与开关管s3的源极相连于端口v1的负端。

所述三端口变流器中端口v1可采用光伏发电单元，端口v2可采用电池或者超级电容等储能单元，端口v3可以连接单极性直流微电网或带中线的双极性直流微电网。由于端口v2的功率可双向流动，因此，本发明具有两个不同工作模式；在不同工作模式下，通过选用相应的调制方式、设计合理的系统参数，可实现三个开关管s1、s2、s3的零电压软开关。

本发明仅需三个开关管s1、s2、s3，即可自由调节三个端口v1、v2、v3之间的电压关系。端口v1到端口v2的等效电路为buck电路，端口v1到端口v3的等效电路为带耦合电感的高升压电路。

附图说明

图1为本发明实施例的结构组成示意图；

图2为本发明实施例的等效电路；

图3为图1在电感l1电流il1的平均值小于零时的主要工作波形示意图；

图4为图1在电感l1电流il1的平均值大于零时的主要工作波形示意图；

图5为图3中工作模态1[t0,t1]的等效电路图；

图6为图3中工作模态2[t1,t2]和图4中工作模态3[t2,t3]的等效电路图；

图7为图3中工作模态3[t2,t3]和图4中工作模态2[t1,t2]的等效电路图；

图8为图3中工作模态4[t3,t4]和图4中工作模态4[t3,t4]的等效电路图；

图9为图3中工作模态5[t4,t5]和图4中工作模态5[t4,t5]的等效电路图；

图10为图4中工作模态1[t0,t1]的等效电路图。

具体实施方式

为了更具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明实施例结构组成及其相关工作原理进行详细说明。

如图1所示，本发明实施例包括端口v1、v2、v3，开关管s1、s2、s3，二极管d1、d2、d3、d4，电感l1，耦合电感t1，电容c1、c2、c3、c4、c5。端口v1的正端与耦合电感t1原边的同名端相连，耦合电感t1原边的异名端与其副边的同名端相连；耦合电感t1副边的异名端与电容c1、c2的一端相连，电容c1的另一端与二极管d1的阴极、二极管d3的阳极相连，电容c2的另一端与二极管d2的阳极、二极管d4的阴极相连；二极管d3的阴极与电容c3的一端相连于端口v3的正端，二极管d4的阳极与电容c4的一端相连于端口v3的负端；电容c3的另一端与电容c4的另一端相连于端口v1的正端；二极管d1的阳极和二极管d2的阴极也相连于端口v1的正端；耦合电感t1原边的异名端与开关管s1的源极、开关管s2的漏极相连，开关管s1的漏极与电容c5的一端相连，电容c5的另一端与端口v1的负端相连；开关管s2的源极与电感l1的一端、开关管s3的漏极相连，电感l1的另一端与端口v2的正端相连，端口v2的负端与开关管s3的源极相连于端口v1的负端。耦合电感t1可等效为原边励磁电感lm、原边漏感lr和一个匝比为np:ns的理想变压器，如图2所示。为了更好地介绍本发明的工作原理，记电感l1的电流为il1，耦合电感t1原边绕组电流为ip，励磁电感电流为ilm，开关管s1、s2、s3的漏源电流分别为is1、is2、is3，二极管d1、d2、d3、d4的电流分别为id1、id2、id3、id4，电容c1、c2、c3、c4、c5的电压分别为vc1、vc2、vc3、vc4、vc5。

所述端口v2的功率可双向流动。当它被充电时，电感电流il1的平均值小于零，设置开关管s1的驱动信号vg1超前于开关管s3的驱动信号vg3、开关管s3的驱动信号vg3超前于开关管s2的驱动信号vg2，如图3所示；当它被放电时，电感电流il1的平均值大于零，设置开关管s1的驱动信号vg1超前于开关管s2的驱动信号vg2、开关管s2的驱动信号vg2超前于开关管s3的驱动信号vg3，如图4所示。通过该调制方式，可实现所有开关管s1～s3的零电压软开关。

根据图3和图4可知，无论采用何种调制下的驱动信号，当忽略较短的开关过程时，本发明在一个开关周期均有5个换流模态。

(1)当电感电流il1的平均值小于零，也即端口v2被充电时，所述变流器的5个换流模态的等效工作电路分别如图5～图9所示：

模态1[t0,t1]：t0时刻前，开关管s2、s3导通、开关管s1关断，二极管d1、d4正向偏置、二极管d2、d3反向偏置。在t0时，关断开关管s3、开通开关管s1，则耦合电感t1的原边电流ip迅速减小至励磁电感电流ilm，继而二极管d1、d4变成反向偏置。然后，耦合电感t1的原边电流ip继续减小，二极管d3变为正向偏置，电容c1被放电，电压vc1减小。在此模态，电感电流il1减小，等效工作电路如图5所示。

模态2[t1,t2]：t1时，电容c1的电压vc1下降至电容c3、c2的电压之差vc3-vc2，则二极管d2也由反向偏置转为正向偏置，电容c2被充电。此模态与模态1相比，除了电容c2和二极管d2加入工作外，其他方面相似，等效工作电路如图6所示。

模态3[t2,t3]：t2时，开关管s2关断、开关管s3开通，电感电流il1由减小变为增大。由于s1还是保持导通，耦合电感t1及二极管d1～d4的工作状态与模态2相似，等效工作电路如图7所示。

模态4[t3,t4]：t3时，开关管s1关断、开关管s2开通。耦合电感t1的原边电流ip迅速增大至励磁电感电流ilm，继而二极管d2、d3变为反向偏置。然后，耦合电感t1的原边电流ip继续增大，将二极管d4变为正向偏置，电容c2被放电，电压vc2减小。在此模态，电感电流il1保持增大，等效工作电路如图8所示。

模态5[t4,t5]：t4时，电容c2的电压vc2下降至电容c1、c4的电压之差vc4-vc1，则二极管d1也由反向偏置转为正向偏置，电容c1被充电。此模态与模态4相比，除了电容c1和二极管d1加入工作外，其他方面相似，等效工作电路如图9所示。在t5时刻，一个开关周期结束。

(2)当电感电流il1的平均值大于零，也即端口v2放电时，所述变流器在一个开关周期内也有5个换流模态，如图4所示。与电感电流il1的平均值小于零的情况相比，除了模态1的等效工作电路略微有所不同外，其余模态工作相同：

模态1[t0,t1]：在此模态，开关管s1、s3导通、开关管s2关断。与图5等效电路相比，仅电感电流il1由减小变为增大，其余工作相似，如图10所示。

模态2[t1,t2]：此模态的等效工作电路如图7所示。

模态3[t2,t3]：此模态的等效工作电路如图6所示。

模态4[t3,t4]：此模态的等效工作电路如图8所示。

模态5[t4,t5]：此模态的等效工作电路如图9所示。

通过以上工作模态分析可知，(1)当电感电流il1的平均值小于零时，t0时刻流经开关管s1的漏源电流is1(t0)为-[il1(t0)+(np/ns+1)×ip(t0)-np/ns×ilm(t0)]，t2时刻流经开关管s3的漏源电流is3(t2)为il1(t2)＜0，t3时刻流经开关管s2的漏源电流is2(t3)为(np/ns+1)×ip(t3)-np/ns×ilm(t3)＜0，因此仅需设计满足il1(t0)+(np/ns+1)×ip(t0)-np/ns×ilm(t0)>0，即可使得漏源电流is1～is3在相应开关管开通时小于零、关断时大于零，实现开关管s1～s3的零电压软开关。类似的，(2)当电感电流il1的平均值大于零时，t0时刻流经开关管s1的漏源电流is1(t0)为-(np/ns+1)×ip(t0)+np/ns×ilm(t0)＜0，t2时刻流经开关管s2的漏源电流is2(t2)为-il1(t2)＜0，t3时刻流经开关管s3的漏源电流is3(t3)为il1(t3)+(np/ns+1)×ip(t3)-np/ns×ilm(t3)。因此，仅需设计使得il1(t3)+(np/ns+1)×ip(t3)-np/ns×ilm(t3)小于零即可实现所有开关管s1～s3的软开关。

此外，根据上述工作模态介绍可知，电容电压vc1～vc5与端口电压v1～v3的关系如式(1)～(6)所示，其中ds1、ds3分别为开关管s1、s3驱动信号vg1、vg3的占空比。由式(1)～(6)可进一步求得不同端口电压v1～v3之间的电压增益，如式(7)所示。由式(7)可知，通过控制占空比ds1可调节电压v1和v3的关系、控制占空比ds3可调节电压v1和v2的关系。因此，不同端口电压v1～v3之间的电压关系自由可调。同时，通过耦合电感t1的原副边匝比np/ns，还可以实现电压v1、v2到v3的高升压变比。

v2＝(1-ds3)vc5(2)

vc3＝vc4＝vc1+vc2(5)

v3＝vc3+vc4(6)

综上，根据电感电流il1的平均值是否大于零，选择相应的调制方式，并通过合理的参数设计，所述三端口变流器可实现三个端口电压v1～v3自由可调、电压v1、v2到v3的高升压变比、以及所有开关管s1～s3的零电压软开关。