一种大幅减小子模块电容容值的MMC优化方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种大幅减小子模块电容容值的mmc优化方法。

背景技术：

模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter，mmc)易于线性扩展和冗余设计，损耗低，谐波特性好，在柔性直流输电、直流配电、海上风电并网等领域潜力巨大。已被西门子、abb等主流供应商作为柔性直流输电的解决方案。

目前，已投运的基于mmc的柔性直流输电工程均采用电缆作为直流传输线路，随着传输电压、容量和距离的不断增加，采用具有明显经济和技术优势的架空线作为直流传输线路是必然的选择。由于架空线路容易出现瞬时性故障，为应对该问题，出现了两种技术路线，一种是半桥mmc加装直流断路器，另一种是采用具有直流故障处理能力的mmc。因此，半桥mmc、全桥mmc和混合mmc成为主流的拓扑结构。

然而由于子模块电容占子模块体积和重量的1/2以上、成本的1/3左右，无论是半桥mmc、全桥mmc还是混合mmc，子模块电容都是影响换流器成本和体积的重要因素。

因此，探寻有效抑制子模块电容电压波动进而减小子模块电容容值的方法，具有重要的工程意义。

技术实现要素：

本发明针对上述现有技术中存在的问题，提出一种大幅子模块电容容值的mmc优化方法，能够大幅度减小子模块电容容值，进而减小换流器的成本，提高多电平换流器的功率密度。

为解决上述技术问题，本发明是通过如下技术方案实现的：

本发明提供一种大幅子模块电容容值的mmc优化方法，其包括：

s11：向换流器中注入实时计算得到的2倍频环流；

s12：在调制波中注入幅值为基波频率1/6，相位与基波频率相同的3倍频共模电压；

所述流程s11和流程s12不分先后顺序。

本发明的大幅子模块电容容值的mmc优化方法，利用2倍频环流注入来大幅减小2倍频电容电压波动，利用3倍频共模电压注入来减小基频电容电压波动，能够在降低通态损耗的情况下，大幅减小子模块容值需求，可将子模块电容容值减小为常规的约1/3，降低换流器的成本，提高换流器的功率密度。

较佳地，所述流程s11以及所述流程s12之后还包括以下流程：

s13：通过分析子模块电容电压波动与调制比及功率因数的关系，得到在特定功率因数的情况下使子模块电容电压波动最小所对应的调制比。

较佳地，所述流程s13之后还包括：

s14：通过对换流器交、直流电压合成和子模块电容电压平衡的约束条件进行分析，得到优化的子模块数量。

较佳地，所述流程s11以及所述流程s12之后还包括以下流程：

s15：对半桥子模块采用三次谐波注入调制；和/或，对全桥子模块采用正弦波调制。

较佳地，所述三次谐波和/或所述正弦波按照计算值进行分配。

相较于现有技术，本发明具有以下优点：

(1)本发明的大幅减小子模块电容容值的mmc优化方法，利用2倍频环流注入来大幅减小子模块电容电压的2倍频波动；利用3倍频共模电压注入来大幅减小子模块电容电压的基频波动，能够在降低通态损耗的情况下，大幅减小子模块容值需求，可将子模块电容容值减小为常规的约1/3，降低换流器的成本，提高换流器的功率密度，尤其适用于海上平台等对占地面积要求较高的场合，具有重要的工程意义；

(2)本发明的大幅减小子模块电容容值的mmc优化方法，利用3倍频共模电压注入结合优化调制比能更好地大幅减小子模块电容电压的基频波动，效果更佳；

(3)本发明的大幅减小子模块电容容值的mmc优化方法，具有通用性，可以适用于半桥多电平换流器、全桥多电平换流器以及混合多电平换流器。

当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

下面结合附图对本发明的实施方式作进一步说明：

图1为本发明的实施例的模块化多电平换流器的电路原理图；

图2为本发明的实施例的子模块电容电压波动分析图；

图3(a)为本发明的较佳实施例的hbsm归一化调制波产生示意图；

图3(b)为本发明的较佳实施例的fbsm归一化调制波产生示意图；

图4为常规的mmc的仿真示意图；

图5为本发明的较佳实施例的mmc的仿真示意图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，以下实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

在本发明的大幅减小子模块电容容值的mmc优化方法的实施例中，其包括以下流程：

s11：向换流器中注入实时计算得到的2倍频环流；

s12：在调制波中注入幅值为基波频率1/6，相位与基波频率相同的3倍频共模电压；

流程s11和流程s12不分先后顺序，也可以同时进行。

本实施例的通过注入2倍频环流和3倍频共模电压可大幅减小子模块容值需求，可将子模块电容容值减小为常规的约1/3。

如图1所示为一实施例的应用上述mmc优化方法的模块化多电平换流器的电路原理图，每个相单元包括上、下两个桥臂，每个桥臂由n个子模块(包括nh个hbsm和nf个fbsm)和桥臂电感l串联而成。hbsm的电容容值为ch，fbsm的电容容值为cf。nf＝0时，为半桥mmc，nh＝0时，为全桥mmc，nh≠0且nf≠0时，为混合mmc。

较佳实施例中，结合换流器运行的约束条件，对调制比、子模块数量、控制策略和子模块容值选取进行优化设计，下面对其进行详细描述。较佳实施例中，流程s11以及流程s12之后还包括以下流程：

s13：通过分析子模块电容电压波动与调制比及功率因数的关系，得到在特定功率因数的情况下使子模块电容电压波动最小所对应的调制比。

子模块电容电压波动如下式所示，图2所示为子模块电容电压波动峰峰值与功率因数角和调制比的关系，可以看出，变换器单位功率因数运行且调制比m＝1.15时，子模块电容电压波动峰峰值最小。当功率因数角在-0.1π≤φ≤0.1π(0.95≤cosφ≤1)范围内，电容电压波动峰峰值随着调制比的增加先减小后增大，在0.9＜m＜1.2的范围内取得最小值。

式中：m为调制比，为功率因数角，s为换流器视在功率，vc为子模块电容电压直流分量，分别为a相上桥臂半桥子模块(hbsm)和全桥子模块(fbsm)电容电压的交流波动分量。

较佳实施例中，流程s13之后还包括：

s14：通过对换流器交、直流电压合成和子模块电容电压平衡的约束条件进行分析，得到优化的子模块数量。

在一实施例中，在直流电压和传输功率相同的情况下，常规设计的模块化多电平换流器的具体参数如下：

直流电压为640kv，交流侧线电压有效值为333kv，额定功率1000mw，每个桥臂中均有10个半桥子模块和10个全桥子模块，桥臂电感50mh，子模块电容为0.41mf，变换器按照单位功率因数运行。

优化设计的模块化多电平换流器具体参数如下：

直流电压为640kv，交流侧线电压有效值为333kv，额定功率1000mw，每个桥臂中均有11个半桥子模块和10个全桥子模块，桥臂电感50mh，半桥子模块电容为0.14mf，全桥子模块电容为0.123mf，变换器按照单位功率因数运行。

本实施例中，mmc交流侧接电网，直流侧接电阻，采用定直流电压的控制策略，作为整流器运行。

较佳实施例中，流程s11以及流程s12之后还包括以下流程：

s15：对半桥子模块采用三次谐波注入调制；和/或，对全桥子模块采用正弦波调制。三次谐波和/或正弦波按照计算值进行分配。

图3a、3b所示为半桥子模块和全桥子模块的调制波产生示意图，其中半桥子模块采用三次谐波注入调制，全桥子模块采用正弦波调制。

本实施例中，在matlab仿真平台中进行仿真，额定条件下常规设计的混合mmc子模块电容电压波动图4所示，优化设计的混合mmc子模块电容电压波动图5所示。两种情况下子模块电容电压波动的峰峰值均为直流量的20％，但是优化设计的混合mmc子模块容值需求减小为原来的约1/3。

在其他实施例中，每个桥臂由nh个半桥子模块和nf个全桥子模块以及相应的桥臂阻抗串联而成。

在相同直流电压和传输相同的功率时，本实施例的模块化多电平换流器可大幅减小子模块容值，可将换流器的容值需求减小为优化前的约1/3，同时能够降低通态损耗。

上述实施例的模块化多电平换流器具有通用性，可以用于半桥多电平换流器、全桥多电平换流器以及混合多电平换流器。

此处公开的仅为本发明的优选实施例，本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，并不是对本发明的限定。任何本领域技术人员在说明书范围内所做的修改和变化，均应落在本发明所保护的范围内。