一种集成功率解耦和升降压功能的电流型并网逆变装置的制作方法

本发明属于逆变器供电技术领域，涉及电路调制技术领域，更具体地，涉及一种逆变装置。

背景技术：

单相并网逆变器广泛应用于光伏系统和燃料电池系统，以实现能量并网。但是，在进行功率变换时，并网侧二次脉动功率导致低频输入电流纹波，不但影响最大功率点的跟踪，还会减少电容、电池等元器件寿命。因此，处理好输入输出端瞬时功率的不平衡，消除二次脉动功率对系统的影响具有现实意义。

无源解耦技术通过增加无源器件的容量来缓冲二次脉动功率，该方法具有简单、容易实施的优点，但是却大大增加了系统的成本、降低了系统的功率密度，并且不利于装置的模块化设计此外，大容量的电解电容的使用还会限制系统的寿命，降低系统可靠性。另一种可行的方法是有源解耦技术，它利用开关装置将二次脉动功率转移到额外的小电容来避免二次脉动功率的不利影响，不存在无源解耦技术功率密度低、电容值大等缺点，因而得到广泛的关注和研究。

另一方面，现有文献报道的电流型逆变器，为保证正常运行，其直流输入电压的幅值需要小于并网电压幅值的一半，然而其限制了逆变器的应用范围。

技术实现要素：

(一)要解决的技术问题

针对上述种种现有技术缺陷，本发明提供一种克服上述问题的一种逆变装置，该逆变装置具有二次脉动功率解耦能力和宽输入电压范围，且其可以避免大容量输入滤波器的使用，提高了系统功率密度和可靠性。

(二)技术方案

为了达到上述目的，本发明采用的主要技术方案包括：

本发明提供了一种集成功率解耦和升降压功能的电流型并网逆变装置，包括依次连接的输入单元、逆变升降压调控单元和输出单元；其特征在于：所述逆变升降压调控单元包括功率缓冲电路和全桥逆变器；所述功率缓冲电路包括解耦电容cs、功率三极开关管s0、二极管d2和电感l；所述逆变升降压调控单元中，功率三极开关管s0的集电极与所述解耦电容cs一端和输入单元的正直流母线相连，功率三极开关管s0的发射极与二极管d2的负极和电感l的一端相连；电感l的另一端与输入单元的负直流母线和所述全桥逆变器的两输入端的其中一端相连，所述解耦电容cs另一端与二极管d2的正极和所述全桥逆变器的两输入端的另外一端相连。

优选的，所述全桥逆变器包括功率三极开关管s1、s2、s3和s4，功率三极开关管s1和s3的集电极与所述解耦电容cs的一端相连，功率三极开关管s2和s4的基极与电感l的一端相连，功率三极开关管s1的基极与功率三极开关管s2的集电极均和所述输出单元相连中电容cg，所述功率三极开关管s4的集电极、功率三极开关管s3的基极均和所述输出单元的另一端相连。

优选的，所述功率三极开关管s0-s4的具体类型是igbt、双极型晶体管或者mos管。

优选的，所述解耦电容cs为薄膜电容。

优选的，所述输入单元中的直流电源为光伏板或燃料电池。

优选的，所述输入单元中的直流电源电压vin不再受并网电压幅值vm的约束，能够大于或小于并网电压幅值vm的一半。

优选的，所述全桥逆变器工作于单位功率因数模式；在并网电压ug的正半周期，s1和s4一直关断，s2和s3受pwm波调制同时导通或关断；在并网电压ug的负半周期，s2和s3一直关断，s1和s4受pwm波调制同时导通或关断。

优选的，所述输出单元包括电感lg、电容cg和交流输出电源ug；所述电感lg的一端与所述功率三极开关管s1的基极和s2的集电极相连，所述电感lg的另一端与所述交流输出电源ug的一端相连，所述交流输出电源ug的另一端与所述功率三极开关管s4的集电极和s3的发射极相连；所述电容cg分别接于所述电感lg和所述交流输出电源ug的两端。

优选地，所述电流型并网逆变装置还包括采样调理电路、控制器和mosfet驱动电路；所述采样调理电路用于采集输入电压值、所述功率缓冲电路中解耦电容cs的电压值、电感l的电流值、直流单相电源的电压值、交流输出电源的电压值和所述输出单元中流过lg的电流值，并进行模数转换处理。

优选地，所述控制器用于基于处理后的所述电压值和电流值得到各功率三极开关管的动作信号，并将所述信号输送给所述mosfet驱动电路；所述mosfet驱动电路用于控制各个开关器件的导通与关断。

(三)有益效果

由上述技术方案可知，本发明具备如下有益效果：本发明将系统中的二次脉动功率由功率缓冲电路中的解耦电容cs吸收，使得输出滤波容量大大减小；本发明的逆变装置将系统的功率密度和可靠性提高；解耦电容电压运行约束少，使得电压应力低，减少了系统成本。本发明的逆变装置兼具二次脉动功率解耦能力和提供宽输出电压范围的能力。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1为电流型并网逆变装置的电路结构示意图；

图2为电流型并网逆变装置的四种运行状态示意图(ug>0)；

图3为电流型并网逆变装置的控制系统框图示意图；

图4(a)-图4(e)为根据本发明电流型并网逆变装置输出电压为时的ug、idc、iac、uc、u1的实验波形图。

附图标记说明：1、直流输入电源；2、输入单元；3、功率缓冲单元；4、全桥逆变器；5、输出单元；6、采样调理电路；7、控制器；8、mosfet驱动电路。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，

所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1：

本发明所提供的逆变装置包括依次相连的包括具有直流输入电源1的输入单元2、功率缓冲单元3、全桥逆变器4、输出单元5；所述功率缓冲电路包括解耦电容cs、与所述解耦电容cs并联的二极管d2、开关s0和电感l。

其中，逆变装置是将直流转化为交流的装置，本发明的负载可以为交流负载，可以为整流器等。

其中，直流输入电源的输出端连接到输入单元的二极管d1，输入单元的输出端连接到功率缓冲单元的输入端，功率缓冲单元的输出端连接到全桥逆变器的输入端，逆变器的输出端连接到输出单元的输入端，输入端末端为交流输出电源。

其中，逆变升降压调控单元起着升降压、以及单位功率因数校正的调控功能。电能流经该逆变装置时，功率缓冲电路中的解耦电容吸收了系统中的二次脉动功率,使得直流侧输入电流平均值恒定，避免了大容量输入滤波器的使用。

在一个优选的实施例中，功率缓冲电路还包括：开关器件s0和电感l以及升降压变换器；优选地，升降压变换器包括开关器件s0、电感l、二极管d2；所述s0的基极与所述解耦电容cs一端相连，所述s0的集电极和所述二极管d2的负极均与所述电感l的一端相连，所述电感l的另一端与逆变单元相连。所述解耦电容cs另一端与所述二极管d2的正极和逆变单元相连。

即，功率缓冲电路包括1个开关器件(开关器件s0)，1个解耦电容cs，1个电感l和1个二极管d2。开关器件s0的集电极与二极管d2的负极均与电感l的一端相连；电感l的另一端与逆变单元相连；解耦电容cs另一端与二极管d2的正极和逆变单元相连。

当开关器件s0开通时，解耦电容cs放电，电感l充电，当开关器件s0关断时，解耦电容cs充电，电感l放电。

在本发明的实施例中，系统中的二次脉动功率由解耦电容cs缓冲，解耦电容cs可以为薄膜电容。

在本发明中功率缓冲电路和全桥逆变器共同实现单位功率因数校正和逆变的作用。

在一个优选实施例中，逆变升降压调控单元包括含有升降压变换器的功率缓冲电路3和全桥逆变器4。

输入单元2与功率缓冲电路3相连，功率缓冲电路3与全桥逆变器4相连，全桥逆变器4与输出单元5相连。

即，输入单元2的输出端连接到功率缓冲电路3，功率缓冲电路3输出端连接到全桥逆变器4，全桥逆变器4的输出端连接到输出单元5。

在一个优选实施例中，所述全桥逆变器包括全桥功率三极开关管s1、s2、s3、s4；开关器件s1的集电极与开关器件s3的集电极均和解耦电容cs的一端相连，开关件s2的集电极与开关器件s5的集电极均和电感l的一端相连，开关器件s1的基极与s2的集电极均和输出单元相连，s4的集电极、s3的基极均和输出单元的另一端相连。

即，开关器件s1的集电极与开关器件s3的集电极均和解耦电容cs的一端相连，开关器件s2的集电极与开关器件s5的集电极均和电感l的一端相连，开关器件s1的基极与s2的集电极均和输出单元相连，s4的集电极、s3的基极均和输出单元的另一端相连。

电感lg与全桥逆变器相连，第三电感lg的一端与所述开关器件s1的基极与s2的集电极相连，电感lg的另一端与交流输出电源ug的一端相连，交流输出电源ug的另一端与s4的集电极和s3的基极相连。

在一个优选实施例中，输出单元包括第三电感lg、第三电容cg和交流输出电源ug；

电感lg的一端与s1的基极与s2的集电极相连，电感lg的另一端与交流输出电源ug的一端相连，交流输出电源ug的另一端与s4的集电极和s3的基极相连，电容cg分别接于所述电感lg和所述交流输出电源ug的两端。

即，电感lg的一端与s1的基极与s2的集电极相连，电感lg的另一端与交流输出电源ug的一端相连，交流输出电源ug的另一端与s4的集电极和s3的发射极相连，电容cg分别接于所述电感lg和所述交流输出电源ug组成的串联电路的两端。

实施例2：

如图1所示，本实施例公开的一种具有二次脉动功率解耦能力和宽输出电压范围的逆变装置，包括直流输入电源1的输入单元2、逆变升降压调控单元3和4、输出单元5。

其中，输入电源1的输出端连接到输入单元2的二极管d1的正极，输入单元2的输出端两端连接到功率缓冲电路3的两输入端，功率缓冲电路3输出端连接到全桥逆变器4，全桥逆变器4的输出端连接到输出单元5。

输入单元包括直流电源和1个二极管d1；直流电源与所述输入单元相连，输入单元与功率缓冲电路相连，功率缓冲电路与全桥逆变器相连，全桥逆变器与输出单元相连。

功率缓冲电路3包括1个开关器件(开关器件s0)，1个解耦电容cs，1个电感l和1个二极管d2；s0的集电极和与二极管d2的负极均与电感l的一端相连；电感l的另一端与逆变单元相连；解耦电容cs另一端与二极管d2的正极和逆变单元相连。电压校功率缓冲电路中的解耦电容cs使用薄膜电容。

全桥逆变器4包括4个开关器件(s1、s2、s3、s4，其具体类型是igbt、双极型晶体管或者mos管)；s1的集电极与第s2的集电极均和解耦电容cs的一端相连，s2的基极与s4的基极均和电感l的一端相连，s1的基极与s2的集电极均和输出单元相连，s4的集电极、s3的基极均和输出单元的另一端相连。

输出单元5包括1个电感lg、1个电容cg和1个交流输出电源ug；电感lg的一端与s1的基极与s2的集电极相连，电感lg的另一端与交流输出电源ug的一端相连，交流输出电源ug的另一端与s4的集电极和s3的基极相连，电容cg分别接于所述电感lg和所述交流输出电源ug的两端。

如图2所示，其具备如下四种运行状态：

运行状态1中s0导通，s1和s2关断(记为s0＝1、s1＝0、s2＝0)；

运行状态2中s2导通，s0和s1关断(记为s2＝1、s0＝0、s1＝0)；(ug<0时为s1导通，s0和s2关断)

运行状态3中s0、s1和s2关断(记为s0＝0、s1＝0、s2＝0)；

运行状态4中s0和s2导通，s1关断(记为s0＝1、s1＝0、s2＝1)。(ug<0时为s0和s1导通，s2关断)。

当s0关断(运行状态3和4)，电流流过解耦电容。运行状态3时，大部分能量从电网注入解耦电容cs；运行状态4时，解耦电容放出能量至逆变装置及第一电感l。当s0开通(运行状态1和2)解耦电容cs被旁路。而对全桥逆变器和输出单元而言，当s2开通(运行状态2和4)，电流流过逆变装置，当s2关断(运行状态1和3)，电流流过第一电感l。

由控制策略可知，s2和s3互补，均与s1相互独立。

根据本发明的逆变装置的工作状态可知，当装置中输入功率大于输出功率时，多出的能量被解耦电容吸收；当输入功率小于输出功率时,解耦电容将吸收的能量放出，保持输出功率的恒定。

图3是本发明控制系统框图，控制电路包括相应的采样调理电路6、控制器7及mosfet驱动电路8；采样调理电路6的左边部分采样电路负责输入电压、电感l电流以及解耦电容的电压的采样和调理，采样电路的右边部分采样电路负责电感lg、电容cg和输出电压的采样和调理。控制器7负责计算和调制等重要工作，并把各开关信号传递给驱动电路8。使用前述方法进行控制，在控制过程中，自动的实现了纹波功率的解耦。此外，可以使用其他的控制器，如模糊控制器、pid控制器、自适应电压控制等，能获得更好的控制效果。

使用本实施例的逆变装置，直流输入功率为200w，电压为50v，输出电压为电感l、lg分别为3mh、2mh，解耦电容cs的容量为50μf，电容cg为10μf。采样频率和开关频率均为50khz。

图4为根据上述配置，输出电压为时的idc、uc、iac、ug以及u1各自的实验波形图；通过设置解耦电容cs为薄膜电容，本发明提高了系统的可靠性和功率密度。

实施例3：

如图2-3所示，在采样调理电路中，包括采集输入电压值vin、功率缓冲电路中解耦电容的电压值uc、电感l的电流值idc、交流输出电源的电压值ug和输出单元中流过lg的电流值iac；控制器用于基于处理后的所述电压值和电流值得到各开关器件的动作信号,并将所述信号输送给所述mosfet驱动电路；mosfet驱动电路用于控制各个开关器件的导通与关断。在采样调理电路中，通常将采集得到的电压值和电流值进行模数转换处理，并将其传送给控制器。

在一个优选实施例中，用基于所述电压值和电流值计算各mosfet功率三极开关管的动作信号具体为：在并网电压ug的正半周期，s1和s4一直关断，s2和s3受pwm波调制同时导通或关断；在并网电压ug的负半周期，s2和s3一直关断，s1和s4受pwm波调制同时导通或关断。

在一个优选实施例中，d1、d2、d3、d4分别代表图2中四种状态的占空比：

当电感充电，电容放电，此时d1～d4的值为：

d2＝0；

当电感放电，电容充电时，此时d1～d4的值为：

d3＝0；

其中，idc为第一电感l的电流值，iac为第三电感l3的电流值，id为解耦电容cs的充电电流,iin为输入端电流。

通过上述占空比值d1、d2、d3和d4获得一个开关周期内s0、s1和s2的开通和关断的时间，即用一个与开关频率同频且幅值为0～1的锯齿波与占空比作比较，当锯齿波的值大于占空比时，输出为低电平，当锯齿波的值小于占空比时，输出为高电平。

其中，当电感充电，电容放电时，d1的控制目标为输入电流，d3+d4的控制目标为输出电流；

其中，当电感放电，电容充电时，d1+d2的控制目标为输入电流，d4的控制目标为输出电流。

在本发明一个优选的实施例中，期望控制的电流值参考值iac_r的计算基于输出电压值、输出功率的值以及解耦电容的电压值。

具体可包括：

单相输出电压检测值us利用锁相环计算获得相位信息ωt，基于所述ωt得到的对应余弦值cos(ωt)，其中ω为单相电源电压角频率，ωt为单相输入电源电压相位；

利用陷波滤波器对所述解耦电容电压进行滤除二阶、高阶频率信号后得到滤除干扰的解耦电容电压的信号uc_dc，将解耦电容平均参考电压与uc_dc做差，得到解耦电容电压的误差值；

将解耦电容电压误差值经过一个比例积分控制器，输出为电流幅值参考i_ref1。并将其与输出电流稳态前馈分量i_ref2做差得到期望控制的输出电流的参考值i_ref；将输出电流的参考值i_ref和与cos(ωt)的乘积作为期望控制的电流值参考值iac_r＝i_refcos(ωt)，并利用比例-谐振控制器实现输出参考电流的稳态跟踪。

在本发明一个优选的实施例中,期望控制的电压参考值vl_r的计算基于输出直流电压参考值、输出直流电压的采样值以及电感电流的采样值。

具体可包括：将输出电流的瞬时量iac的绝对值与输入电流的额定值iin相加后，作为电感l的电流参考值idc_ref，并利用比例-积分控制器实现参考值的跟踪。

最后，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已,并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。