一种并联系统中虚拟阻抗的设计方法与流程

本发明涉及电力电子领域中的逆变器并联系统，尤其涉及一种并联系统中虚拟阻抗的设计方法。

背景技术：

在分布式供电系统、ups系统以及铁路列车并联辅助系统等系统中，逆变器的并联运行可以实现冗余和大功率供电，提高系统的容量和可靠性，并使得系统容易实现模块化和标准化，从而提高系统的可维护性和可扩展性。逆变器并联运行的关键在于实现功率的平均分配，而要使负载在每台逆变器之间均匀分配，就需要每台逆变器输出电压的幅值，相位及频率在任何时间都要保持相等，避免逆变器之间产生环流，单个或者多个逆变电源的过载或重载运行。

无线并联策略通常采用下垂控制，而下垂控制的核心思想来源于同步发电机中输出电压频率随着输出功率增加而下降的现象。该方法根据检测逆变器输出功率来对输出电压的幅值和频率进行微调，间接地抑制逆变器之间的环流，从而达到功率均分的目的。由于下垂控制不能处理谐波功率，即不能共用非线性负载引起的谐波电流。因此，为了准确地均分功率，获得较好的抑制环流效果，本发明提出了旋转坐标系下虚拟阻抗的设计方法。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种并联系统中虚拟阻抗的设计方法，在并联系统中增加虚拟阻抗以平衡谐波电流。所谓平衡谐波电流是指消除谐波循环，根本的方法是使两个逆变器的输出电压严格相等，但在无线并联系统中是不可能实现的，可行的办法是增加逆变器之间的虚拟阻抗以减少谐波电流，从而达到抑制环流的效果。

为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：

一种并联系统中虚拟阻抗的设计方法，包括以下步骤：

步骤1、分析并联系统中逆变器的阻抗，得出并联系统中逆变器的阻抗为偏阻性阻抗；

步骤2、根据并联系统中逆变器的阻抗为偏阻性阻抗，采用阻性下垂法计算得出逆变器的输出参考电压幅值eref，计算公式如下所示：

eref＝e0-mpp(1)

式中：e0是并联系统空载时的输出电压幅值，mp是有功功率下垂比例系数，p是有功功率；

步骤3、引入虚拟阻抗zv(s)，利用逆变器的输出参考电压幅值eref和虚拟阻抗zv(s)，计算得到闭环控制的电压基准vref，计算公式如下所示：

vref＝eref-zv(s)io(2)

式中：vref为闭环控制的电压基准，zv(s)为虚拟阻抗，eref为逆变器的输出参考电压幅值，io为逆变器的输出电流；

步骤4、对步骤3中闭环控制的电压基准vref进行坐标变换得到两相旋转坐标系下的具体如下所示：

式中：是旋转坐标系下闭环控制的参考电压矢量，是旋转坐标系下逆变器的输出参考电压矢量，是旋转坐标系下逆变器的输出电流矢量，ω是旋转坐标系的角速度，rv是虚拟电阻，用于增强逆变器内阻抗的电阻特性，n是虚拟阻抗系数，是虚拟电抗上的压降，是虚拟电感上的压降。

在上述方案的基础上，的计算公式如下所示：

的计算公式如下所示：

其中：代表常系数矩阵，ω是旋转坐标系的角速度，lv是虚拟电感，用于增加逆变器内部阻抗的谐波阻抗值，平衡谐波电流，为低通滤波器的输出电流矢量。

在上述方案的基础上，所述虚拟阻抗系数n用于消除感性基波阻抗，分别调整基波阻抗和谐波阻抗，当虚拟阻抗系数n为零时，虚拟电阻rv独立增强基波阻抗的电阻特性，虚拟电感lv独立增强谐波阻抗特性。

所述虚拟阻抗设计方法中，分析了旋转坐标系中虚拟阻抗的组成，精确平衡了基波电流和谐波电流。虚拟阻抗包含电阻，进一步提高基波阻抗的阻性，进一步消除有功功率与无功功率的耦合。同时，虚拟阻抗包含电感，因为对于谐波阻抗来说，高频电感的阻抗远大于电阻，这对抑制谐波循环，减小谐波电流更有利。

所述虚拟阻抗设计方法中，两相旋转坐标系下的虚拟阻抗可以进一步提高阻性下垂法的性能。由于传统下垂控制动态响应较差，本发明添加微分环节可以提高下垂控制的响应速度，进而提高电压参考值的动态响应速度，提高功率均分速度。微分部分使得虚拟阻抗能够放大谐波阻抗，减少谐波循环。同时，引入虚拟阻抗系数n来消除感性基波阻抗，可以分别调整基波阻抗和谐波阻抗。如果n为零，则为理想情况下，虚拟电阻独立地增强基波阻抗的电阻特性，虚拟电感独立地增加谐波阻抗特性，使得基波电流和谐波电流得到精确平衡。

本发明与现有技术相比所具有的有益效果：

1)能够快速将系统的功率均分，使得系统具有较好的动态特性。

2)通过增加下垂系数，可以抵消系统参数不一致的影响。

3)不加入实际元件，不会产生压降和能耗。

4)选择阻性下垂法，能够更好地平衡谐波电流。

5)通过坐标变换，在两相旋转坐标系下的虚拟阻抗更加简单，方便控制。

附图说明

本发明有如下附图：

图1并联系统结构框图；

图2(a)感性下垂法；

图2(b)阻性下垂法；

图3虚拟阻抗原理框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步详细说明。

参考图1，图1为并联系统结构框图。

并联系统结构框图如图1所示，该并联系统需要对逆变器的输出电压和输出电流，负载电流和直流母线电压进行采样，实行电压外环电流内环双闭环控制。在图1中，只有两台并联逆变器，但并联逆变器的数量超过2个也是被允许的。在该并联系统中，并联逆变器可以选择带隔离工频变压器，但不仅限于工频变压器。接线方式也不局限于三相三线制，也可以是三相四线制等多种形式的接线方式。

参考图2，图2为下垂法示意图。

根据逆变器的阻抗类型，主要有以下两种类型的下垂法：图2(a)所示为感性下垂法，图2(b)所示为阻性下垂法。感性下垂法要求逆变器的阻抗呈感性，阻性下垂法要求逆变器的阻抗呈阻性。逆变器的阻抗由两部分组成，一部分是闭环控制形成的内部阻抗，主要由逆变器参数和控制参数决定，另一部分是线路阻抗。一般来说，线路阻抗表现为偏阻性，并联逆变器的内部阻抗也表现为偏阻性，因此本发明使用阻性下垂法。

参考图3，图3为虚拟阻抗原理框图。

虚拟阻抗原理框图如图3所示，

分析并联系统中逆变器的阻抗，得出并联系统中逆变器的阻抗为偏阻性阻抗；

根据并联系统中逆变器的阻抗为偏阻性阻抗，采用阻性下垂法计算得出逆变器的输出参考电压幅值eref，计算公式如下所示：

eref＝e0-mpp(1)

式中：e0是并联系统空载时的输出电压幅值，mp是有功功率下垂比例系数，p是有功功率；

引入虚拟阻抗zv(s)，利用逆变器的输出参考电压幅值eref和虚拟阻抗zv(s)，计算得到闭环控制的电压基准vref，计算公式如下所示：

vref＝eref-zv(s)io(2)

式中：vref为闭环控制的电压基准，zv(s)为虚拟阻抗，eref为逆变器的输出参考电压幅值，io为逆变器的输出电流；

经过坐标变换得到两相旋转坐标系下的可以表示为：

式中：是旋转坐标系下闭环控制的参考电压矢量，是旋转坐标系下逆变器的输出参考电压矢量，是旋转坐标系下逆变器的输出电流矢量，ω是旋转坐标系的角速度，rv是虚拟电阻，用于增强逆变器内阻抗的电阻特性，n是虚拟阻抗系数，是虚拟电抗上的压降，是虚拟电感上的压降。

的计算公式如下所示：

的计算公式如下所示：

其中：代表常系数矩阵，ω是旋转坐标系的角速度，lv是虚拟电感，用于增加逆变器内部阻抗的谐波阻抗值，平衡谐波电流，为低通滤波器的输出电流矢量。

所述虚拟阻抗系数n用于消除感性基波阻抗，分别调整基波阻抗和谐波阻抗，当虚拟阻抗系数n为零时，虚拟电阻rv独立增强基波阻抗的电阻特性，虚拟电感lv独立增强谐波阻抗特性。

在两相旋转坐标系中，本发明设计的虚拟阻抗可以表示为三部分，通过利用添加代表的电阻压降增强并联系统在负载变化时的稳定性，添加对功率进行均分，添加微分环节增强动态性能。

在两相旋转坐标系中，代表电阻压降，这可以进一步提高逆变器内阻抗的电阻特性，提高阻性下垂法的性能。

在两相旋转坐标系中，代表引入耦合，可以改变基波阻抗特性，使基波阻抗表现为感性，会影响阻性下垂法的性能，但其影响仅限于基波阻抗，谐波阻抗不受其影响。引入虚拟阻抗系数n来消除感性基波阻抗，可以分别调整基波阻抗和谐波阻抗。如果虚拟阻抗系数n为零，则在理想情况下，虚拟电阻rv独立地增强基波阻抗的电阻特性，虚拟电感lv独立地增加谐波阻抗特性。

在两相旋转坐标系中，包含了微分，可以放大谐波压降，对基波压降影响不大，使得虚拟阻抗能够放大谐波阻抗，减少谐波循环。

采用本发明设计的并联系统虚拟阻抗可以实现：

在线性负载情况下，逆变器进入并联系统后进行均流，过程平稳快速。在非线性负载情况下，虚拟阻抗的电感分量可以增加内部阻抗的谐波阻抗值，可以平衡谐波电流。在虚拟阻抗作用下，均流过程平滑快速，功率可以精确平衡和共享。本发明所述的方法，可以实现并联逆变器在线路阻抗不同时输出功率快速准确的均分，且系统可以稳定可靠运行。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。