并网逆变器的相位超前补偿控制器和电压前馈控制方法与流程

本发明属电力电子控制范畴，涉及并网逆变器的相位超前补偿，具体是一种并网逆变器的相位超前补偿控制器和电压前馈控制方法。

(二)

背景技术：

在弱电网中，由于并网逆变器易出现lcl谐振问题，常采用电容电流和并网电流的双环电流控制方法。并且为了抑制由电网失真引起的低次电流谐波，电压前馈控制得到了广泛地应用。实践证明，在大多数情况下，具有电网电压前馈的逆变器实现了优异的性能并满足电网规范。然而，只要电力电子设备在公共连接点(pcc)接入电网，在pcc处电网阻抗就会变化非常大，不可被忽略。xuj,xies,tangt发表于2013年《ietpowerelectron》第6卷第2期上的《evaluationsofcurrentcontrolinweakgridcaseforgrid-connectedlcl-filteredinverter》指出在弱电网下，电压前馈控制会导致系统控制性能下降，稳定裕度大幅度减小，甚至出现不稳定现象。因此，在弱电网下，并网逆变器的稳定运行至关重要，是急需解决的问题。

为此，钱强、谢少军、季林等人发表于2016年《中国电机工程学报》第36卷第22期上的《一种提升逆变器对电网适应能力的电流控制策略》提出通过降低电压前馈增益来提高并网逆变器的稳定裕度。该方法在一定程度上提高了系统的稳定性，但电压前馈增益的减小会使逆变器输出阻抗的减小，不利于并网电流低次谐波的抑制。

另外，j.xu,s.xie,t.tang.发表于2014年《ietpowerelectron》第7卷第10期上的《improvedcontrolstrategywithgrid-voltagefeedforwardforlcl-filter-basedinverterconnectedtoweakgrid》提出了一种自适应电流控制来提高控制性能，但需要实时监测电网阻抗，并可能产生由微分电压前馈带来的噪音。

由此可以看出以上方法使得系统设计的复杂性大大增加，同时均未涉及通过增加相位超前或滞后补偿来提高并网逆变器的稳定裕度，使其对变化的电网阻抗具有较强的鲁棒性。

(三)

技术实现要素：

本发明的目的是针对弱电网中电压前馈控制所导致的系统控制性能下降，稳定裕度大幅度减小，甚至出现不稳定现象，提出一种新的并网逆变器的相位超前补偿控制器和电压前馈控制方法。提高逆变器对变化电网阻抗的鲁棒性，改善并网电流质量。

本发明的目的是这样达到的：在lcl型并联逆变器电路中，相位超前补偿器gi(s)设置在含电压前馈的双环电流控制中，安装在正向通路上。

相位超前补偿器由三级运算放大器构成：

第一级由一个运算放大器，三个电阻r1、r2、r3和电容c1构成同向比例放大器。

第二级由一个运算放大器和四个电阻r5、r6、r7、r8构成一个加法器。

第三级由一个运算放大器和三个电阻r9、r10、r11构成反向比例放大器。

电流流入第一级比例放大器的电压为并网电流ig经过电流控制器gc(s)得到电压u1，经过第二级加法器和第三级反向比例放大器后，输出得到补偿后的输出信号u^*1。

输出信号与输入信号之间的关系为u^*1＝u1(as+1)/(bs+1)，可知传递函数为gi(s)＝(as+1)/(bs+1)；其中，a、b为常数，由电阻和电容决定，s为拉普拉斯算子。

加入相位超前补偿后的双环电流控制电路，从公共耦合点采集的电压upcc经锁相环pll后与给定的电流幅值合成电流参考值iref，电流参考值iref与采集的并网电流ig经过电流控制器gc(s)得到电压u1，电压u1经过相位超前补偿器gi(s)得到补偿后输出电压u^*1。

得到补偿后输出电压u^*1和电压前馈信号upcc_f以及反馈的电容电流k1ic相结合，得到相位超前补偿后的调制信号u^*inv。

所得的调制信号u*inv在pwm生成器中进行三角载波调制，得到开关占空比，经驱动保护电路，控制开关管s1-s4的开与断。

控制按照如下步骤进行：

步骤1：利用电流传感器和电压传感器检测和采集逆变器并网电流ig、电容电流ic和公共耦合点电压upcc；

步骤2：根据步骤1采集的公共耦合点电压upcc，将公共耦合点电压upcc经过锁相环pll得到公共耦合点电压相角θ；

步骤3：根据步骤1采集的逆变器并网电流ig和电流参考值iref电流控制器gc(s)，得到输出信号u1；

步骤4：根据步骤3所得的输出信号u1，通过添加的相位超前补偿器gi(s)，得到补偿后的输出信号u^*1。

相位超前函数为：

式中a、b为常数

步骤5：根据步骤1采集的公共耦合点电压upcc，将upcc通过电压前馈控制gf(s)，得到公共耦合点电压前馈信号upcc_f＝upccgf(s)；

式中gf(s)为电压前馈函数，其值为逆变器增益kpwm的倒数；

步骤6：根据步骤4所得的补偿输出电压u^*1和步骤5所得的电压前馈信号upcc_f相加，然后与步骤1所得的电容电流ic反馈回的电流k1ic相减，得到相位超前补偿后的调制信号u^*inv；

步骤7：根据步骤6所得的调制信号u^*inv进行三角载波调制，得到开关占空比，经驱动保护电路，控制开关管s1-s4的开通与关断。

所述在步骤步骤3通过电流控制器gc(s)，得到输出信号u1；并网电流闭环控制方程为：

u1＝(iref-ig)(kp+ki/s)

式中iref并网电流参考值，其中iref的幅值为给定值，相角即为公共耦合点电压相角θ，kp为电流调节器gc(s)的比例系数，ki为电流调节器gc(s)的积分系数，s为拉普拉斯算子。

所述在步骤4中，相位超前补偿器gi(s)，得到补偿后的输出信号u^*1所用的相位超前函数为：

式中a、b为常数，s为拉普拉斯算子。

所述在步骤6中，所述得到相位超前补偿后的调制信号u^*inv的方程为：

u^*inv＝upcc_f+u^*1-k1ic

式中k1为电容电流反馈系数。

本发明的积极效果是：

1、本发明不仅减小了由电压前馈控制引起的不稳定区域，增大逆变器输出阻抗的相角，扩大稳定裕度，提高逆变器对变化电网阻抗的鲁棒性，而且还能改善并网电流质量。

2、本发明只需在正向通路上添加相位超前补偿器，相位超前补偿器结构简单，易于实现，控制方法简单有效，易于推广。

(四)附图说明

图1为lcl型并联逆变器主电路图，其中，6为本发明的相位超前补偿器gi(s)。

图2为弱电网下的典型电流双环控制结构图。

图3为加入电压前馈控制的逆变器输出阻抗zinv_eq(s)和未加电压前馈控制的逆变器输出阻抗zinv(s)的波特图。图中，a为电压前馈造成的不稳定区域。

图4为本发明中加入相位超前补偿后的双环电流控制图。

图5为本发明中加入相位超前补偿器后的双环电流原理图。

图6为加入相位超前补偿的输出阻抗z^*inv_eq(s)和zinv_eq(s)的波特图。

图7-1～7-3为不同电网阻抗时未加入相位超前补偿的并网电流波形。

图8-1～8-3为不同电网阻抗时加入相位超前补偿的并网电流波形。

图中，1是直流源；2是由四个带续流二极管的开关管组成的逆变器；3是由滤波电感l1、l2和滤波电容c组成的lcl滤波器；4是由理想电压源ug串联电网阻抗lg组成的公共电网；5是电压前馈的双环电流控制器；6是相位超前补偿控制器；7是pwm生成器。

(五)具体实施方式

本发明在现有的在lcl型并联逆变器电路中加上本相位超前补偿控制器进行。在加入相位超前补偿后的双环电流控制电路中，从公共耦合点采集的电压upcc经锁相环pll后与给定的电流幅值合成电流参考值iref，电流参考值iref与采集的并网电流ig经过电流控制器gc(s)得到电压u1，电压u1经过相位超前补偿器gi(s)得到补偿后输出电压u^*1。

得到补偿后输出电压u^*1和电压前馈信号upcc_f以及反馈的电容电流k1ic相结合，得到相位超前补偿后的调制信号u^*inv。

所得的调制信号u^*inv在pwm生成器中进行三角载波调制，得到开关占空比，经驱动保护电路，控制开关管s1-s4的开与断。

通过添加相位超前补偿，增大逆变器输出阻抗的相角，改善并网电流ig，特别是当电网阻抗lg较大时并网电流质量。

参见附图1、2、3。

图1为lcl型并联逆变器主电路图，

由于并网逆变器易出现lcl谐振问题，采用了电容电流和并网电流的双环电流控制。四个带续流二极管的开关管组成的逆变器通过降低电压前馈增益来提高并网逆变器的稳定裕度。但电压前馈增益的减小会使逆变器输出阻抗的减小，不利于并网电流低次谐波的抑制。

图2为电网电压前馈的双环电流控制方案图。如图2所示，iref为电流参考值，kpwm为逆变器增益，gc(s)为pi电流控制器函数，k1是电容电流反馈系数，gf(s)是并网电压反馈函数。

图3为加入电压前馈控制前后逆变器输出阻抗的波特图。将zinv(s)和zinv_eq(s)波特图进行比较，可以清楚地看出，当加入电压前馈控制后，zinv_eq(s)幅值裕度和相角裕度很大程度地减少，低频处的arg[zinv_eq(jwi)]<-90°，系统出现不稳定区域a。当lg＝1mh时，zg(s)、zinv_eq(s)和zinv(s)相交于点g，此时的频率为fi，zinv_eq(s)的相角裕度远小于zinv(s)的相角裕度。随着lg的增大，相角裕度逐渐减小。当lg>3mh时，pm<0。例如lg＝4mh时，arg[zinv_eq(jwi)]<-90°，加入电压前馈控制的逆变器将变得不稳定。

参见附图1、4、5。

图4为本发明的加入相位超前补偿器gi(s)后的双环电流控制图。其中相位超前补偿器gi(s)设置在含电压前馈的双环电流控制中，安装在正向通路上。

图5是相位超前补偿器由三级运算放大器构成，分别为同向比例放大器、加法器和反向比例放大器；

第一级由一个运算放大器，三个电阻r1、r2、r3和电容c1构成同向比例放大器。

第二级由一个运算放大器和四个电阻r5、r6、r7、r8构成一个加法器。

第三级由一个运算放大器和三个电阻r9、r10、r11构成反向比例放大器。

电流流入第一级比例放大器的电压为并网电流ig经过电流控制器gc(s)得到电压u1经过加法器、反向比例放大器后，输出得到补偿后的输出信号u^*1。

输出信号与输入信号之间的关系为u^*1＝u1(as+1)/(bs+1)，可知传递函数为gi(s)＝(as+1)/(bs+1)；其中，a、b为常数，由电阻和电容决定，s为拉普拉斯算子。加入相位超前补偿后的双环电流控制电路中，从公共耦合点采集的电压upcc经锁相环pll后与给定的电流幅值合成电流参考值iref，电流参考值iref与采集的并网电流ig经过电流控制器gc(s)得到电压u1，电压u1经过相位超前补偿器gi(s)得到补偿后输出电压u^*1。

得到补偿后输出电压u^*1和电压前馈信号upcc_f以及反馈的电容电流k1ic相结合，得到相位超前补偿后的调制信号u^*inv；

所得的调制信号u^*inv在pwm生成器中进行三角载波调制，得到开关占空比，经驱动保护电路，控制开关管s1-s4的开与断。

图6为加入相位超前补偿的输出阻抗z^*inv_eq(s)和zinv_eq(s)的波特图。从图中可以看出，添加相位超前补偿后，由电压前馈控制导致的不稳定区域明显减小了。当arg[zinv_eq(jw)]＝-90°时，z^*inv_eq(s)的相角超前20.5°，也就是添加相角超前补偿后，相角裕度增大为20.5°，从而提高对电网阻抗变化的鲁棒性。例如，当lg＝5mh时，没加相位超前补偿的逆变器输出阻抗相角小于-90°，系统不稳定。在加入相位超前补偿后，pm>0，达到稳定要求。

本实施例利用matlab/simulink上搭建lcl型并网逆变器进行了仿真验证，逆变器相关参数如表1所示。

表1

本实施例按照如下步骤进行：

步骤1：利用电流传感器和电压传感器检测和采集逆变器并网电流ig、电容电流ic和公共耦合点电压upcc；

步骤2：根据步骤1采集的公共耦合点电压upcc，将公共耦合点电压upcc经过锁相环pll得到公共耦合点电压相角θ；

步骤3：根据步骤1采集的逆变器并网电流ig和电流参考值iref通过电流控制器，得到输出信号u1；

所述并网电流闭环控制方程为：

u1＝(iref-ig)(kp+ki/s)

式中iref并网电流参考值，其中iref的幅值为给定值，相角即为公共耦合点电压相角θ，kp为电流调节器gc(s)的比例系数，ki为电流调节器gc(s)的积分系数，s为复频域变量；

步骤4：根据步骤3所得的输出信号u1，通过添加的相位超前补偿器gi(s)，得到补偿后的输出信号u^*1；

所述相位超前函数：

式中a、b为常数

步骤5：根据步骤1采集的公共耦合点电压upcc，将upcc通过电压前馈控制环，得到公共耦合点电压前馈信号upcc_f＝upccgf(s)；

式中gf(s)为电压前馈函数，其值为逆变器增益kpwm的倒数；

步骤6：根据步骤4所得的补偿输出电压u^*1和步骤5所得的电压前馈信号upcc_f相加，然后与步骤1所得的电容电流ic反馈回的电流k1ic相减，得到相位超前补偿后的调制信号u^*inv；

所述得到调制信号的方程为：

u^*inv＝upcc_f+u^*1-k1ic

式中k1为电容电流反馈系数；

步骤7：根据步骤6所得的调制信号u^*inv进行三角载波调制，得到开关占空比，经驱动保护电路，控制开关管s1-s4的开通与关断。

图7-1～7-3为电网阻抗分别为lg＝0、lg＝2mh、lg＝4mh时未加入相位超前补偿的并网电流波形。当电网阻抗lg分别为0、2、4mh时，未加入相位超前补偿和加入该补偿的并网电流波形。随着电网阻抗lg的增大，会导致并网电流的失真并出现不稳定现象。

图8-1～8-3为不同电网阻抗时加入本发明的相位超前补偿的并网电流波形。很明显，通过添加相位超前补偿，改善了并网电流ig，特别是当电网阻抗lg较大时，这与分析十分吻合。对比图7-1～7-3和图8-1～8-3，同样是加入电网阻抗lg分别为0、2、4mh可以清晰地看到相位超前补偿方法增大逆变器输出阻抗的相角，不仅使系统对于变化的电网阻抗具有较强的鲁棒性，还能有效改善并网电流质量。