永磁同步电机的无传感器复合控制方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种永磁同步电机的无传感器复合控制方法。

背景技术：

永磁同步电机因具有功率密度高、转矩性能优良、易于维护等优点，在伺服系统、工业控制等领域获得了广泛的应用。现在很多永磁同步电机都采用无位置传感器的矢量控制方式，虽然降低了电机成本和安装难度，提高了系统的可靠性，但是无位置传感器的控制方式也存在一定的局限性。

无位置传感器常用的有脉振高频电压注入、滑模观测器、反电势积分器等几种算法，其中脉振高频电压注入适用于电机零速和低速时的控制运行，高速运行时由于算法中采用较多滤波器，导致转子位置和速度产生滞后，动态响应慢，实时跟踪性变差。滑模观测器和反电势积分器算法均是基于电机模型计算电机反电势，检测电机转速和转子位置角的，因此当电机高速运行时，这两种控制方法稳定性高，响应迅速，系统鲁棒性强，不过当电机零速和低速时，由于电机反电势较低，不能准确估算转子位置，导致电机零速时无法启动，低速时控制效果不佳。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种永磁同步电机的无传感器复合控制方法，能够兼顾两种无传感器算法的优点，实现电机在宽转速范围的最佳控制。

本发明是通过以下技术方案实现的：

一种永磁同步电机的无传感器复合控制方法，设定切换转速为vqh,实际转速为v，

当v>＝vqh时，采用滑模观测器或反电势积分法进行转速和转子位置角的检测，

当v<vqh时，采用脉振高频电压注入法进行转速和转子位置角的检测，

低速到高速切换时，由脉振高频电压注入法切换向滑模观测器或反电势积分法，切换后停止高频电压注入；

高速到低速切换时，由滑模观测器或反电势积分法向切换脉振高频电压注入法，

接近切换速度时同时启动脉振高频电压注入法和滑模观测器或反电势积分法；设脉振高频电压注入法和滑模观测器或反电势积分法两种控制方法检测到的转子位置角之间的差值为δθ，设定一计算周期，在该周期内不断计算差值δθ，并将δθ与设定的切换偏差δθerr进行比较，当δθ小于δθerr时进行切换；若δθ一直高于切换偏差δθerr，则计算δθ与切换偏差δθerr之间的最小值δθmin，在下一个周期选择在δθmin附近时刻进行切换。

在上述技术方案中，所述的δθerr为2度到15度，所述的切换速度设定为额定转速的10％-20％，一个计算周期设置为0.02-0.1s秒。

在上述技术方案中，低速到高速切换时，切换后直接停止高频电压注入或者逐步减小至零，高速到低速切换时，接近切换速度时开始高频电压注入并逐步增加高频电压幅值至设定值。

在上述技术方案中，所述的脉振高频电压注入的控制方法包括以下步骤，

1)向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，在高频电压信号激励下产生高频电流，

2)高频电流通过坐标变换并与调制信号sin(ωht)相乘得到高频电流分量ωh为高频电压信号的的相位，

3)高频电流分量经低通滤波(lpf)和pi调节器得到电机的转速ωr，其中，控制为零，使转子位置的估计值与实际值的误差δθ逐渐接近0，再经积分器便可得到转子的位置角估计值

在上述技术方案中，提取出转子位置角后，再向估计的直轴上分别注入方向相反的电压脉冲ud，分别采集两次的电流峰值，并进行比较判断出实际的直轴方向，若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角不变，若为负方向，则转子的初始位置角完成转子初始位置检测。

在上述技术方案中，所述的高频电压信号为高频正弦信号，其频率值要求远大于电机的额定频率，又远小于逆变器igbt的载波频率。

在上述技术方案中，所述的高频电压信号的频率大于电机额定频率的2-3倍，小于载波频率的十分之一，高频电压信号注入的时间为2000-5000个高频电源频率周期。

在上述技术方案中，所述的转速电流双环控制步骤为，将由脉振高频电压注入的控制方法获得的实时转速ωr与设定速度的偏差值经速度pi调节器得到iq电流的参考值由clarke、park变换计算得出电机的电流iq、id，电流iq、id通过低通滤波器滤除高频电流分量后，分别与参考值0值做比较，产生的偏差值再经电流pi调节器得到电压的给定值和两者再经park逆变换产生电压给定值和和为三相逆变器svpwm的控制信号，通过控制逆变器的输出实现调节电机转速的目的。

在上述技术方案中，所述的调制信号为sin(ωht)，为其中分别为d、q轴的高频阻抗相角，zdh、zqh分别为d、q轴的高频阻抗，其中，

zdh＝rs+jωhld，zqh＝rs+jωhlq，

在上述技术方案中，所述的滑模观测器算法中，滑模观测器方程如下：

式中为定子电流估计值，

us为定子电压，us＝(uα,uβ)^t；

a为系数矩阵，a＝(-rs/ls)i；

b为系数矩阵，b＝(1/ls)i；

i为单位矩阵；

rs为定子电阻；

ls为定子电感。

k为k＝k.i，其中k为滑模增益，

为保证上式的收敛性，滑模增益k需满足k>max(|eα|,|eβ|)；

式中zs定义如下：

|eα|、|eβ|为两相静止坐标系下电机反电势的绝对值；

其中，为电机反电势估计值，

zs变量中含有反电动势信息，进行滤波后再反正切变换便可获得位置角的估计值：

滤波公式如下：

计算转子位置角公式为：

在上述技术方案中，低于10％转速不补偿，大于10％时对进行补偿方法如下：

式中为估算的电机α、β轴反电势；

za,zβ为α、β轴滑模等效控制函数；

为估算的电机转子位置角；

ω为电机实际转速；

ωc为低通滤波器的截止频率；

θ为补偿后的转子位置角；

滑模观测器的截止频率ωc为电机实时转速的3-5倍。

在上述技术方案中，滑模观测器中滑模增益k在10％额定转速以下为第一值，大于10％小于90％额定转速时采用第二值，大于90％转速再第三值。

本发明的优点和有益效果为：

本发明的复合控制方法能够兼顾两种无传感器算法的优点，实现电机在宽转速范围的最佳控制。根据所述的无传感器复合控制方法，如，本发明利用dsp28335控制板进行了软件编程，实现了上述控制算法,并进行了相关试验，试验结果表明复合控制方法可以保证电机在全速度范围内稳定运行，同时采用的新型直接切换方法能根据设定转速，在两种控制方式下自由切换，切换过程平稳无较大的电流冲击，进一步提高了无传感器的适用性。

附图说明

图1为永磁同步电机复合控制算法流程图。

对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，可以根据以上附图获得其他的相关附图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合具体实施例进一步说明本发明的技术方案。

实施例一

本发明的永磁同步电机的无传感器复合控制方法，设定切换转速为vqh,实际转速为v，

当v>＝vqh时，采用滑模观测器或反电势积分法进行转速和转子位置角的检测，并进行转速电流双环控制；

当v<vqh时，采用脉振高频电压注入法进行转速和转子位置角的检测，并进行转速电流双环控制；

低速到高速切换时，由脉振高频电压注入法切换向滑模观测器或反电势积分法，切换后停止高频电压注入；

高速到低速切换时，由滑模观测器或反电势积分法向切换脉振高频电压注入法，

接近切换速度时同时启动脉振高频电压注入法和滑模观测器或反电势积分法；设脉振高频电压注入法和滑模观测器或反电势积分法两种控制方法检测到的转子位置角之间的差值为δθ，设定一计算周期，在该周期内不断计算差值δθ，并将δθ与设定的切换偏差δθerr进行比较，当δθ小于δθerr时进行切换；若δθ一直高于切换偏差δθerr，则计算δθ与切换偏差δθerr之间的最小值δθmin，在下一个周期选择在δθmin附近时刻进行切换。如，下一个周期δθ达到最小值δθmin的1.1到1.5倍时就进行切换。

其中，所述的δθerr为2度到15度，所述的切换速度设定为额定转速的10％-20％，一个计算周期设置为0.02-0.1s秒。如，计算周期设置为0.05s，一个计算周期一般设置为0.05秒(20hz)，载波频率为10khz,一个周期内计算500次角度偏差，两个周期1000次，虽然周期短，但计算次数较多，一般两个周期就可以完成切换，如果没有，则会在下个周期继续进行比较。

其中，低速到高速切换时，切换后直接停止高频电压注入或者逐步减小至零，高速到低速切换时，接近切换速度时开始高频电压注入并逐步增加高频电压幅值至设定值。

启动阶段(零速和低速阶段)：电机处于零速时，采用脉振高频电压注入的控制方法启动电机，采集转子位置角和转速的并实现转速电流双环控制；切换阶段，在电机启动后临近设定切换速度时采集电机参数并运行滑模观测器算法以检测转子位置角；切换后采用滑模观测器的角度代替脉振高频注入法检测的角度，并逐渐减小注入的高频电压幅值直到零为止或者直接切断高频电压的注入；由于两种控制方法均为转速电流双环控制，检测的转子位置均接近实际位置，因此角度差值δθ会在较小的范围内波动，中高速阶段：电机处于中高速时，采用滑模观测器或反电势积分法进行转速和转子位置角的检测，完成电机的转速电流双环控制，该阶段主要完成电机反电势运算、转子位置角和转速的检测以及电机转速电流矢量控制运行。

由于脉振高频注入适用于电机静止和低速时的控制，能够解决滑模观测器静止时无法检测转子位置，电机无法转速电流双环启动的问题，而且脉振高频注入是转速电流双环启动，能够解决滑模观测器单电流环启动后，单电流环到转速电流双环切换的问题。不过当电机中高速时，电机反电势增大，脉振高频注入法提取转子位置信息变得越来越困难，同时由于采用较多的滤波器，导致其对转子位置的实时跟踪性变差，动态响应慢，因此脉振高频不适合电机中高速控制。

而滑模观测器虽然不适合电机低速和静止时的控制，不过在电机中高速时，由于电机反电势较高，滑模观测器对转子位置估算准确，因而电机具有良好的控制效果和稳定性。

本发明的复合控制方法能够兼顾两种无传感器算法的优点，实现电机在宽转速范围的最佳控制。根据所述的无传感器复合控制方法，本发明利用dsp28335控制板进行了软件编程，实现了上述控制算法,并进行了相关试验，试验结果表明复合控制方法可以保证电机在全速度范围内稳定运行，同时采用的新型直接切换方法能根据设定转速，在两种控制方式下自由切换，切换过程平稳无较大的电流冲击，进一步提高了无传感器的适用性。

图1为永磁同步电机复合控制算法流程图，控制算法采用c语言编写在dsp控制板6中运行，图10中(a)为主程序流程图，(b)为定时器中断子程序流程图，定时器中断子程序在主程序中执行，主要完成无传感器复合控制算法，具体实施方式如下：

主程序具体实施方式如下：

(ⅰ)开始

程序开始，从主程序入口，s1；

(ⅱ)初始化

进行dsp的初始化，完成dsp外设时钟、看门狗、io口(输入输出)以及中断向量表的初始化工作，s2；

(ⅲ)配置寄存器

配置定时器、pwm寄存器、sci寄存器以及中断寄存器，并使能相关中断功能，s3；

(ⅳ)初始化软件参数

初始化定时器、pwm占空比、延时时间、rs232通讯软件等相关参数，s4；

(ⅴ)循环等待

进入主循环，等待定时器中断发生，s5；

(ⅵ)执行中断程序并返回

执行定时器中断子程序，完成后返回主程序，循环等待，s6。

定时器中断子程序具体实施方式如下：

(ⅰ)中断开始

发生定时中断，进入定时器中断程序，s7；

(ⅱ)是否已启动低速运行

判断电机是否启动并低速运行，若是，则执行脉振高频电压注入控制算法，否则执行基于滑模观测器或反电势积分法的控制算法，s8；

(ⅲ)脉振高频电压注入控制

注入脉振高频电压，完成高频电流信号的提取，通过调节器控制获得电机转速和转子位置角，进行电机参数的滤波采样和坐标变换，并完成速度电流的pi控制调节，s9；

(ⅳ)是否需要切换控制

根据电机当前的实时转速，判断电机是否需要切换控制，s10；

(ⅴ)新型直接切换控制

执行新型切换控制算法，计算脉振高频电压注入法与滑模观测器或反电势积分法之间的偏差角度，完成两种控制方法之间的互相切换，s11；

(ⅵ)滑模观测器或反电势积分控制法

进行电机参数的采样和坐标变换，采用滑模观测器或反电势积分法进行转速和转子位置角的检测，完成电机转速电流的pi控制调节，s12；

(ⅶ)空间矢量算法

根据转速电流调节输出的电压参考值，执行空间矢量算法，计算占空比并输出pwm信号，控制三相逆变桥驱动电机运行，s13；

(ⅷ)中断完成返回主程序

完成电机运行控制，中断完成返回主程序，s14。

实施例二

如图所示，转子位置角采用脉振高频电压注入法进行检测，具体包括以下步骤，

1)向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，在高频电压信号激励下产生高频电流，

2)高频电流通过坐标变换并与调制信号sin(ωht)相乘得到高频电流分量ωh为高频电压信号的的相位，

3)高频电流分量经低通滤波(lpf)和pi调节器得到电机的转速ωr，其中，控制为零，使转子位置的估计值与实际值的误差δθ逐渐接近0，再经积分器便可得到转子的位置角估计值

脉振高频注入原理

脉振高频电压注入法是向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频正弦电压信号，由此产生一个高频脉振的磁场，该电压信号能够激励电机产生电感饱和效应，使得表贴式永磁同步电机呈现“凸极性”，通过检测包含有转子位置信息的高频电流响应，将此信号解调后就可得到转子位置与转速，从而实现无位置传感器控制。

d-q旋转坐标系下永磁同步电机数学模型为：

式中ud,uq----定子直轴、交轴电压；

id,iq----定子直轴、交轴电流；

ld,lq----定子直轴、交轴电感；

ψf----转子磁链；

ωe----电气角速度；

p----微分算子。

rs电机相电阻

由于高频电压信号注入的是估计的两相旋转坐标系与实际

d-q坐标系之间的关系为：

式中----估计定子直轴、交轴高频电压；

----估计定子直轴、交轴高频电流；

其中δθ为转子位置误差角：

式中----转子位置实际值与估计值；

假设在估计的两相旋转坐标系上注入高频电压信号为：

式中----在估计的d轴、q轴注入的高频电压；

uh,ωh----注入的高频电压的幅值和相位。

在脉振高频信号激励下，电机转子保持静止，忽略电阻压降，根据式(1)到(4)可得到估计的两相旋转坐标系下的电流响应为：

式中ldh,lqh----高频信号激励下的直轴、交轴电感；

式(5)中电流估计值幅值中含有转子位置估计误差δθ，将该信号不通过带通滤波器(bpf)滤除载波频率信号和基波频率信号，将该信号直接与调制信号sin(ωht)相乘，再经低通滤波(lpf)后得到：

f(δθ)再经过pi调节器后，控制为零，使转子位置的估计值与实际值的误差δθ逐渐接近0，再经积分器便可得到转子的位置角估计值

其中，当为初次检测时，还包括进行直轴极性判断的步骤。当为初次检测时，则直接对f(δθ)进行积分便可得到转子初始位置角估计值由于该估计值可能与实际位置一致，也可能相差πrad，所以必须对实际直轴的正方向进行判断，具体方法如下：

在估计的两相旋转坐标系下的直轴上注入正、反方向的等宽电压脉冲ud，当电压脉冲沿着实际直轴正方向注入时，电压脉冲在定子中产生的电流响应所形成的磁场会加深磁路的饱和，电感变小，电流峰值较大；当电压脉冲沿着实际直轴正方向反方向注入时，会使磁路饱和程度减小，电感变大或者保持不变，电流峰值较小。因此根据电流峰值大小可判断出实际的直轴正方向。若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角θ不变，若为负方向，则转子的初始位置角θ＝θ+π。

具体地，提取出转子位置角后，再向估计的直轴上分别注入方向相反的电压脉冲ud，分别采集两次的电流峰值，并进行比较判断出实际的直轴方向，若为实际的直轴正方向，转子的初始位置角不变，若为负方向，则转子的初始位置角完成转子初始位置检测。

需要说明的是，所述的高频电压信号为高频正弦信号，其频率值要求远大于电机的额定频率，又远小于逆变器igbt的载波频率，如所述的高频电压信号的频率大于电机额定频率的2-3倍，小于载波频率的十分之一，高频电压信号注入的时间为2000-5000个高频电源频率周期。其中，高频正弦电压信号由逆变器产生，采用适当的频率即可实现上述检测，如电机额定频率为200hz，载波频率为10khz，高频电压频率选择为500hz-1000hz都可以。其中，试验时采用500hz频率，因此注入时间为4s-10s。

通常电机的无传感器算法都是通过估算电机反电势检测转子位置的，所以当电机处于静止状态时，电机反电势为0，便无法检测电机转子位置，电机便无法启动，而本方法能够不依赖电机反电势，通过外部信号注入，完成电机转子位置的实时检测。脉振高频电压注入法是基于定子电感非线性饱和特性，在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号，通过闭环调节控制并结合直轴方向判断，得到正确的转子位置角度，该方法无需改变或添加硬件电路，能够在任意初始位置情况下快速、准确地检测出转子的位置角度，从而完成永磁同步电机的转速电流双环启动运行。

实施例三

其中，还包括检测出的转子角度参与计算电机的实时转速ωr以完成转速调节的步骤，所述的转速调节步骤为，实时转速ωr与设定速度的偏差值经速度pi调节器得到iq电流的参考值由clarke、park变换计算得出电机的电流iq、id，电流iq、id通过低通滤波器滤除高频电流分量后，分别与参考值0值做比较，产生的偏差值再经电流pi调节器得到电压的给定值和两者再经park逆变换产生电压给定值和和为三相逆变器svpwm的控制信号，通过控制逆变器的输出，达到调节电机转速的目的。

根据所述的基于脉振高频电压注入的控制方法，本发明利用dsp，如dsp28335控制板进行了软件编程，实现了上述控制算法并进行了电机试验，试验结果表明，脉振高频电压注入法不仅适用于内嵌式电机，也适用于表贴式电机，同时该方法能够有效、准确地检测出转子的位置角，完成永磁同步电机的转速双环控制。

实施例四

所述的调制信号为sin(ωht)，为其中分别为d、q轴的高频阻抗相角，zdh、zqh分别为d、q轴的高频阻抗，j为虚数单位，其中，

zdh＝rs+jωhld，zqh＝rs+jωhlq，

为了保证转子位置估算系统的稳定性，改进了调制信号，转子位置估算系统的稳定性不受电机参数和注入信号频率的制约。高频电流分量的提取，通常是采用带通滤波器对坐标变换后的iq电流进行滤波后得到。本发明应用过程中直接省去了带通滤波器，坐标变换后的iq电流直接与调制信号相乘。不使用带通滤波器，能大大简化运算量，提高计算效率，提高系统的动态响应，降低程序复杂性。另外，不使用带通滤波器能尽可能保留含有转子位置信息的高频分量。同时引入高频阻抗角，改进了调制信号，转子位置估算系统的稳定性不受电机参数和注入信号频率的制约保证转子位置估算系统的稳定性。

实施例四

本发明的滑模观测器算法中，滑模观测器方程如下：

式中为定子电流估计值，

us为定子电压，us＝(uα,uβ)^t；

a为系数矩阵，a＝(-rs/ls)i；

b为系数矩阵，b＝(1/ls)i；

i为单位矩阵；

rs为定子电阻；

ls为定子电感。

k为k＝k.i，其中k为滑模增益。

为保证上式的收敛性，滑模增益k需满足k>max(|eα|,|eβ|)；

式中zs定义如下：

|eα|、|eβ|为两相静止坐标系下电机反电势的绝对值；

其中，为电机反电势估计值，

zs变量中含有反电动势信息，进行滤波后再反正切变换便可获得位置角的估计值：

滤波公式如下：

计算转子位置角公式为：

构建滑模观测器方程时，将电机反电势作为负反馈量增加到原方程，能有效提高低速时的反电势检测精度，从而能更加准确的检测转子位置。

其中，由于采用低通滤波器来获取反电势，引入了相位延迟，相位延迟与低通滤波器截止频率有关，截止频率越低，相位延迟越大，因此需要对相位延迟进行一定补偿，对进行补偿方法如下：低于10％转速不补偿，大于10％时对进行补偿方法如下：

式中为估算的电机α、β轴反电势；

za,zβ为α、β轴滑模等效控制函数；

为估算的电机转子位置角；

ω为电机实际转速(角频率)。

ωc为低通滤波器的截止频率。

θ为补偿后的转子位置角；

滑模观测器的截止频率ωc不再为固定值，而是跟随电机转速实时变化，固定设置为电机实时转速的3-5倍。

优选地，滑模观测器中滑模增益k也不再为固定值，也是根据转速变化，不同转速段采取不同的值，通常在10％额定转速以下为第一值，大于10％小于90％额定转速时采用第二值，大于90％转速再第三值。

滑模增益k取值：不同电机反电势不同，因此其值应根据电机实际情况设定，不过总体原则必须满足反电势最大值(k>max(|eα|,|eβ|))。通常对每个电机来说，滑模增益k为固定值，假设电机已经确定k值，这里我们取k的1.1-1.3倍(倍数根据电机具体选择)，在10％额定转速以下，采用1.3k，10％-90％时采用1.2k，大于90％时采用1.1k。

上述策略的综合应用，改善了滑模观测器的检测精度，才实现电机可以准确检测转子位置，因此能迅速由高频电压注入切换至滑模观测器控制。

为了易于说明，实施例中使用了诸如“上”、“下”、“左”、“右”等空间相对术语，用于说明图中示出的一个元件或特征相对于另一个元件或特征的关系。应该理解的是，除了图中示出的方位之外，空间术语意在于包括装置在使用或操作中的不同方位。例如，如果图中的装置被倒置，被叙述为位于其他元件或特征“下”的元件将定位在其他元件或特征“上”。因此，示例性术语“下”可以包含上和下方位两者。装置可以以其他方式定位(旋转90度或位于其他方位)，这里所用的空间相对说明可相应地解释。

而且，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个与另一个具有相同名称的部件区分开来，而不一定要求或者暗示这些部件之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

以上对本发明做了示例性的描述，应该说明的是，在不脱离本发明的核心的情况下，任何简单的变形、修改或者其他本领域技术人员能够不花费创造性劳动的等同替换均落入本发明的保护范围。