LCL型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法与流程

本发明属于并网电流控制技术领域，具体涉及lcl型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法。

背景技术：

随着全球环境污染问题和化石能源危机的不断加剧，清洁、可再生能源的利用得到了广泛关注和发展。风能、太阳能等非水电可再生能源发电技术已成为研究的热点话题，而新能源发电并网的核心是并网逆变器，并网对电能质量有着很高的要求，通常采用并网滤波器来降低开关噪声，lcl型滤波器可以滤除并网逆变器注入电网的高次谐波，具有很好的高频衰减特性，对高频分量呈高组态，抑制电流谐波，且其同电网串联的电感还可以起到抑制冲击电流的作用，因此lcl型滤波器被广泛应用于大功率、低开关频率的并网逆变系统中。

虽然，lcl型滤波器具有更好的谐波衰减能力，但是由于其是三阶系统，存在谐振问题，影响了系统的稳定性，因此对lcl并网逆变系统的控制方法常采用无源阻尼和有源阻尼方法两种，无源阻尼方法会增加系统的输出损耗，降低系统效率，通常有源阻尼方法是研究的热点。在数字控制系统中，由于存在采样延迟和pwm延迟，会影响系统的稳定裕度，限制系统电流控制带宽，因此常常引用电流预测来补偿系统的延迟问题，但是延迟的补偿会带来高频处的稳定问题，而且系统的比例增益并没有得到很大的提升。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种lcl型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法，解决了现有数字控制器电流控制增益受限的问题。

本发明所采用的技术方案，lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1，入网电流参考值il2_ref与经过一拍延迟的入网电流il2作差，得到的误差值，经过控制器gc(s)输出，该输出值与具有前馈系数kg的公共耦合点的电压vpcc相加，得到的和作用于控制对象，得到的输出量即为入网电流il2；

步骤2，以步骤1中的输出入网电流il2来重构逆变侧电流il1，入网电流il2经时间延迟单元一拍延迟后，与电流重构和预测单元的输出值相加得到预测电流取该预测电流为反馈量，得到以入网电流il2为输出的电流控制系统为：逆变侧电流参考值il1_ref与反馈量即预测电流的误差值δe经过比例控制器输出，其输出值与前馈系数为kg的公共耦合点的电压vpcc的一拍延迟值相加作为控制对象的输入，得到控制对象的输出即为入网电流il2；

步骤3，将步骤2的电流控制系统等效为以预测电流为输出的控制系统，具体为：逆变侧电流参考值il1_ref与预测电流的误差值δe经过比例控制器输出，其输出值分别经过电流重构部分和预测单元部分输出，另外，公共耦合点pcc点电压vpcc经过前馈系数kg输出与比例控制器输出的和再经过一拍延迟作为控制对象的输入，控制对象的输出入网电流il2与电流重构部分和预测单元部分输出的和相加即为预测电流即可得到以预测电流为输出的控制系统；

步骤4，在步骤3得到的以预测电流为输出的控制系统中引入高频阻尼单元，将步骤3的比例控制器的输出经过高频阻尼单元进行负反馈，高频阻尼单元与比例控制器形成新的控制块，逆变侧电流参考值il1_ref与输出预测电流的误差值δe，该差值减去比例控制输出经高频阻尼单元的输出值得到的误差，该误差再经比例控制器输出，其输出值分两路：一路分别经过电流重构部分和预测单元部分输出后相加得到一路信号输出值；另一路是与经过前馈系数kg公共耦合点点电压vpcc相加后再经一拍延迟作为控制对象的输入，控制对象的输出即为入网电流il2，即得到另一路信号输出值，这两路信号输出值的和即为预测电流

本发明的特点还在于，

步骤1～4中，前馈系数kg取值均为1。

步骤2～4中，电流重构和电流预测单元的表达式为：

式(1)中，ts为采样周期，l1为逆变器侧电感，γ＝1+η，η为重构系数，η＝0.5。

步骤2～4中，电流重构在控制系统中的实现方法为：

通过入网电流il2来重构逆变侧电流il1，即il1＝il2+ic，重构电容电流ic，分析逆变侧电感l1两端的压降，得到

l1(dil1/dt)≈dλvdc-vpcc(3)；

vi＝dλvdc(4)；

式(3)及式(4)中，vi为逆变侧电压输出，λ为直流母线电压利用率，vdc为直流母线电压，vpcc是公共耦合点pcc点电压，d为控制开关管的占空比；

根据式(3)及式(4)可得到，(n-1)ts时刻重构电流il1(n-1)的表达式为：

il1(n-1)＝il2(n-1)+η[d(n-1)λvdc-vpcc]·ts/l1(5)；

即：il1(n-1)＝il2(n-1)+η[vi-vpcc]·ts/l1(6)；

式(5)及式(6)中，η为重构系数，η＝0.5。

步骤2～4中，电流预测在控制系统中的实现方法为：

根据电流重构的实现方法，其中，不考虑控制对象模型误差，可以得到nts时刻逆变侧电流il1为：

il1(n)＝il1(n-1)+[d(n-1)λvdc-vpcc]·ts/l1(7)；

即：il1(n)＝il1(n-1)+[vi-vpcc]·ts/l1(8)。

步骤4中，高频阻尼在控制系统中的实现方法为：

将高频阻尼引入到控制系统中，得到新控制器环节为：逆变侧电流参考值il1_ref与预测电流的误差值δe作为新控制器环节的输入，误差值δe减去比例控制器输出经高频阻尼的输出值，得到的误差值经过比例控制器输出，即新控制器环节的输出，新控制器环节的传递函数表达式为：

式(9)中，k为比例控制器增益，δ为阻尼系数，ts为采样周期；

将式(9)进行离散化，得到：

式(10)中，k为比例控制器增益，δ为阻尼系数，z^-1为一拍延迟；

定义：gkdp(z)＝u(z)/δe(z)，其中，u(z)为新控制器环节输出；

则可以得到：u(z)·(1+kδ)＝kδu(z)z^-1+k·δe(z)，从而得到新控制器环节的差分方程表达式为：

式(11)中，δe(n)为nts时刻误差信号。

步骤4中，高频阻尼单元的表达式为：

式(2)中，δ为阻尼系数，ts为采样周期。

本发明的有益效果是：通过公共耦合点电压前馈控制减小了电网扰动对系统稳定的影响，同时抑制了lcl滤波器固有的谐振，提高了系统的稳定裕度；电流重构方法避免了对逆变器侧电流的采样，降低了系统硬件的复杂度，改善了系统的稳定特征；基于电流预测单元(cp)的有源高频阻尼方法，补偿了系统的延迟，系统带宽和比例参数(p)在不影响系统稳定性的情况下得到改善，也减小了系统动态和静态误差，高质量的电流波形仅需通过比例控制器就可以得到，电流重构和电流预测单元(cp)以及高频阻尼在数字控制系统中很容易实现，这也使得这种方法很易于应用在其他工程应用领域。

附图说明

图1是本发明lcl型并网逆变器的电路图；

图2是本发明lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法中αβ坐标系下电流控制系统结构等效框图；

图3是本发明lcl型并网逆变器电流控制系统的结构框图；

图4是本发明lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法中引入前馈控制下的电流控制系统结构框图；

图5是本发明lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法中引入电流重构和预测控制下的电流控制系统结构框图；

图6是本发明lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法中引入电流重构和预测控制后的电流控制系统等效变换框图；

图7是本发明lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法中引入高频阻尼后的电流控制系统等效变换框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

并网电流控制系统包括主电路部分和控制电路部分，主电路部分即如图1所示拓扑，包括直流母线电压vdc，电网电压vg以及lcl型滤波器共同构成了lcl型并网逆变器，直流母线电压vdc的正极分别与开关管g1、g3、g5的集电极相连，直流母线电压vdc的负极分别与开关管g2、g4、g6的发射极相连，开关管g1、g3、g5的发射极分别与开关管g2、g4、g6的集电极相连，开关管g2、g4、g6的集电极分别与电感l1a、l1b、l1c的一端相连，电感l1a、l1b、l1c的另一端分别与电容ca、cb、cc的一端以及电感l2a、l2b、l2c的一端相连，电感l2a、l2b、l2c的另一端分别与网侧电感lga、lgb、lgc的一端相连，网侧电感lga、lgb、lgc的另一端分别与电网电压vga、vgb、vgc的一端相连，电网电压vga、vgb、vgc的另一端相连，三个电容ca、cb、cc的另一端相连。igbt开关管g1～g6均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件；

控制电路部分包括控制cpu及外围的信号调理电路，控制电路主要产生主电路中各开关管的驱动信号，在实现控制部分中是将三相系统经过abc/αβ坐标变换为独立的两相系统进行控制，图2为单相lcl型并网逆变器电流控制系统的等效框图，逆变器可以等效为0.5拍的延迟，一拍延迟是由于采样过程产生的，采用入网电流为控制目标，入网电流参考值il2_ref与入网电流il2的误差值，经过控制器gc(s)输出，该输出值与具有前馈系数kg的公共耦合点(pcc点)的电压vpcc相加，得到的和经过时间延迟gd(s)输出，再与电容电压vc相减，得到的误差值经过1/l1s输出得到逆变侧电流il1，逆变侧电流il1与入网电流il2的差值再经过1/cs得到电容电压vc，电容电压vc减去电网电压vg得到的误差值经过1/lxs即得到入网电流il2。其中，gc(s)为比例控制器(p)，gd(s)为1.5拍延迟。将1.5拍延迟gd(s)中的一拍采样延迟与0.5拍逆变器等效延迟拆分如图4所示，0.5拍延迟为图4中gpwm(s)，一拍采样延迟为各采样通道中的e^-tss。将电流重构与预测单元(cp)部分引入图4中可以得到图5，图6为图5的等效框图，在图6比例控制器gc(s)上引入了高频阻尼单元即得到新控制器环节，进而得到图7引入高频阻尼后的电流控制系统等效变换框图。

本发明lcl型并网逆变器电流控制系统，如图3所示，包括前向通道和反馈通道，前向通道包括依次相连的比例控制器、时间延迟单元、控制对象。控制环内还包括比例控制器输出端与控制对象输出端之间为电流重构与预测单元部分，比例控制器的输入端与输出端之间的高频阻尼单元，逆变侧电流参考值il1_ref与反馈量即预测电流作差得到误差值δe，该误差值经过比例控制器输出，输出信号分为三路信号流，一路作为高频阻尼单元的输入，一路经过电流重构与预测单元(cp)部分输出，另外一路与具有前馈系数kg的公共耦合点(pcc点)电压vpcc相加，得到的和经过时间延迟单元输出，该输出值作用到控制对象得到输出值即入网电流il2，电流重构与预测单元(cp)部分的输出与入网电流il2相加，即得到预测电流

其中，时间延迟为一拍延迟，一拍延迟特性的控制对象经过控制器控制变为调制信号，调制信号再次经过0.5拍传输延迟输出，得到的误差值经过1/l1s输出得到逆变侧电流il1，逆变侧电流il1与入网电流il2的差值再经过1/cs得到电容电压vc，电容电压vc减去电网电压vg得到的误差值经过1/lxs即得到入网电流il2。

本发明中，il1-ref是电感电流参考值；il1为逆变器侧电流，也是反馈量；il2为入网电流；ic为电容电流；vc为电容电压；1/l1s传递函数；vg为电网电压；1/l1s为s域下电感l1的导纳，1/cs为s域下电容的阻抗，1/lxs为s域下电感lx的导纳。

本发明lcl型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1，图2是并网逆变器电流控制系统结构框图，采用入网电流il2为控制目标，加入前馈控制下以入网电流il2为输出的电流控制结构为：入网电流参考值il2_ref与经过一拍延迟的入网电流il2作差，得到的误差值，经过控制器gc(s)输出，该输出值与具有前馈系数kg的公共耦合点(pcc点)的电压vpcc相加，得到的和作用于控制对象，得到的输出量即为入网电流il2；

步骤2，在图2的基础上，以步骤1中的输出入网电流il2来重构逆变侧电流il1，如图3所示，入网电流il2经时间延迟单元一拍延迟后，与电流重构和预测单元(cp)的输出值相加得到预测电流取该预测电流为反馈量，得到以入网电流il2为输出的电流控制系统为：逆变侧电流参考值il1_ref与反馈量即预测电流的误差值δe经过比例控制器输出，其输出值与前馈系数为kg的公共耦合点(pcc点)的电压vpcc的一拍延迟值相加作为控制对象的输入，得到控制对象的输出即为入网电流il2；

步骤3，将步骤2的电流控制系统等效为以预测电流为输出的控制系统，具体结构为：逆变侧电流参考值il1_ref与预测电流的误差值δe经过比例控制器输出，其输出值分别经过电流重构部分和预测单元(cp)部分输出，另外，公共耦合点pcc点电压vpcc经过前馈系数kg输出与比例控制器输出的和再经过一拍延迟作为控制对象的输入，控制对象的输出入网电流il2与电流重构部分和预测单元(cp)部分输出的和相加即为预测电流即可得到以预测电流为输出的控制系统；

步骤4，在步骤3得到的以预测电流为输出的控制系统中引入高频阻尼单元(vhd)，将步骤3的比例控制器的输出经过高频阻尼单元进行负反馈，高频阻尼单元与比例控制器形成新的控制块，逆变侧电流参考值il1_ref与输出预测电流的误差值δe，该差值减去比例控制输出经高频阻尼单元(vhd)的输出值得到的误差，该误差再经比例控制器输出，其输出值分两路：一路分别经过电流重构部分和预测单元部分输出后相加得到一路信号输出值；另一路是与经过前馈系数kg公共耦合点(pcc)点电压vpcc相加后再经一拍延迟作为控制对象的输入，控制对象的输出即为入网电流il2，即得到另一路信号输出值，这两路信号输出值的和即可得到输出预测电流

步骤1～4中，前馈系数kg取值为1；

步骤2～4中，电流重构和电流预测单元的表达式为：

式(1)中，ts为采样周期，l1为逆变器侧电感，γ＝1+η，η为重构系数，η＝0.5；

步骤4中高频阻尼单元的表达式为：

式(2)中，δ为阻尼系数，ts为采样周期；

步骤2～4中，电流重构在控制系统中的实现方法为：

通过入网电流il2来重构逆变侧电流il1，也就是il1＝il2+ic，就是重构电容电流ic，如图1所示，分析逆变侧电感l1两端的压降，得到

l1(dil1/dt)≈dλvdc-vpcc(3)；

vi＝dλvdc(4)；

式(3)及式(4)中，vi为逆变侧电压输出，λ为直流母线电压利用率，vdc为直流母线电压，vpcc是公共耦合点pcc点电压，d为控制开关管的占空比；

根据式(3)及式(4)可得到，(n-1)ts时刻重构电流il1(n-1)的表达式为：

il1(n-1)＝il2(n-1)+η[d(n-1)λvdc-vpcc]·ts/l1(5)；

即：il1(n-1)＝il2(n-1)+η[vi-vpcc]·ts/l1(6)；

式(5)及式(6)中，η为重构系数，η＝0.5；

步骤2～4中，电流预测在控制系统中的实现方法为：

根据电流重构的实现方法，其中，不考虑控制对象模型误差，可以得到nts时刻逆变侧电流il1为：

il1(n)＝il1(n-1)+[d(n-1)λvdc-vpcc]·ts/l1(7)；

即：il1(n)＝il1(n-1)+[vi-vpcc]·ts/l1(8)；

步骤4中高频阻尼在控制系统中的实现方法为：

将高频阻尼引入到控制系统中，得到新控制器环节为：逆变侧电流参考值il1_ref与预测电流的误差值δe作为新控制器环节的输入，误差值δe减去比例控制器输出经高频阻尼的输出值，得到的误差值经过比例控制器输出，即新控制器环节的输出，新控制器环节的传递函数表达式为：

式(9)中，k为比例控制器增益，δ为阻尼系数，ts为采样周期；

将式(9)进行离散化，得到：

式(10)中，k为比例控制器增益，δ为阻尼系数，z^-1为一拍延迟；

定义：gkdp(z)＝u(z)/δe(z)，其中，u(z)为新控制器环节输出；

则可以得到：u(z)·(1+kδ)＝kδu(z)z^-1+k·δe(z)，从而得到新控制器环节的差分方程表达式为：

式(11)中，δe(n)为nts时刻误差信号；

加入高频阻尼(vhd)后，新控制器环节的nts时刻输出就是(n-1)ts时刻的输出与误差信号δe(n)的线性组合，这种方法简单、易实现。

本发明方法通过公共耦合点电压前馈控制减小了电网扰动对系统稳定的影响，同时抑制了lcl滤波器固有的谐振，提高了系统的稳定裕度；电流重构方法避免了对逆变器侧电流的采样，降低了系统硬件的复杂度，改善了系统的稳定特征；基于电流预测单元(cp)的有源高频阻尼方法，补偿了系统的延迟，系统带宽和比例参数(p)在不影响系统稳定性的情况下得到改善，也减小了系统动态和静态误差，高质量的电流波形仅需通过比例控制器就可以得到，电流重构和电流预测单元(cp)以及高频阻尼在数字控制系统中很容易实现，这也使得这种方法很易于应用在其他工程应用领域。