一种准Z源逆变器-永磁同步电机系统统一预测控制方法与流程

本发明涉及了电力电子及电机控制领域的一种永磁电机系统控制方法，尤其是涉及了一种准z源逆变器-永磁同步电机系统统一预测控制方法。

背景技术：

传统电压源逆变器(vsi)是永磁同步电机(pmsm)驱动系统中常用的变换器，由于其只能实现降压变换，不适合应用于输入电压变化范围较大的场合。如在电动汽车领域，供电电池受电池电量和汽车运行工况的影响，其输出电压，即逆变器的输入电压可能出现较大波动，进而影响了接于vsi输出侧的电机的输出性能，导致电动汽车动力性能恶化。目前，主要是通过三相逆变桥前端级联一个dc-dc变换器，使得逆变器的直流母线电压可控，从而解决vsi输入电压扰动造成电机侧输出性能变差的问题。但这种双级电路结构不仅会使系统体积增大，成本上升，还降低了系统的可靠性和效率。针对此问题，有学者提出准z源逆变器(qzsi)，它是一种单级变换器，同时具备升、降压功能，还能够允许桥臂直通，大大提高了逆变器的输出电压范围和驱动系统的可靠性。将其应用于永磁同步电机驱动系统中，可以使系统增加一个控制自由度，即直通矢量占空比。通过控制直通矢量占空比的大小可以调节系统直流母线电压，从而可以提高系统运行效率。

针对qzsi-pmsm驱动系统，通常采用双级控制方法，即准z源逆变器侧和电机侧各通过一个控制器进行独立控制。其中，准z源逆变器侧控制器输出直通矢量占空比，电机侧控制器输出非直通矢量作用时间，然后通过调制器生成逆变器所需的开关状态。这种双级控制的方法一方面给控制器的设计带来了方便，但另一方面为了保证两个控制器之间不出现冲突，通常需要较高的输入电压，这样会使供电电源的体积和开关管的应力增大，给系统设计带来了挑战。因此，寻求更为有效的控制策略是目前qzsi-pmsm系统亟需解决的难题。本发明专利针对以上问题，提出了一种准z源逆变器-永磁同步电机系统统一预测控制方法。

技术实现要素：

针对准z源逆变器-永磁同步电机系统传统双级控制中，直通矢量占空比和逆变器调制系数可能出现冲突的问题，本发明提出一种有限集模型预测控制方法，实现准z源逆变器-永磁同步电机驱动系统统一控制。

本发明通过选取两侧合适的控制变量：电磁转矩、定子磁链、电容电压和电感电流，实现了准z源逆变器-永磁同步电机系统的统一预测控制，解决了双级控制中存在的控制冲突问题。该方法简单可行，并且有助于提高系统的可靠性。

本发明采用如下技术方案：

步骤一、在当前控制周期，记为kts时刻，控制器连接于准z源逆变器-永磁同步电机系统，由控制器对转速、电压和电流等物理量进行采样，具体包括：电机转速ω、转子位置角θ、电机三相电流ia、ib和ic以及电容电压vc1和电感电流il1，然后由电机三相电流ia、ib和ic通过坐标变换求解得到定子电流的d、q轴分量id、iq；

步骤二、对于准z源逆变器-永磁同步电机系统具有九个开关状态，九个开关状态对应九个基本矢量，九个基本矢量分别为六个基本有效矢量和两个零矢量和一个直通矢量；将步骤一采样得到的各物理量代入到延时补偿环节获得每个基本矢量下(k+1)ts时刻的各控制变量，包括永磁同步电机侧的电磁转矩te(k+1)和定子磁链幅值ψs(k+1)以及准z源逆变器侧的电容电压vc1(k+1)和电感电流il1(k+1)；

所述步骤二中延时补偿环节采用常规的延时补偿控制：由于模型预测控制需要进行大量的运算，这将会导致控制器产生动作延时，造成控制性能恶化。因此，需要考虑计算延时补偿问题，最简单的方法是，考虑控制器的计算处理时间，于下一个采样时刻后应用所选开关状态，能避免控制变量出现较大纹波。

步骤三、通过转速闭环环节获得转矩给定值te_ref，然后根据转矩给定值te_ref通过最大转矩电流比的方法计算处理获得d、q轴定子电流给定值id_ref、iq_ref，进而处理获得定子磁链给定值ψs_ref；同时通过功率补偿方法计算处理获得电感电流给定值il_ref和电感电流临界值il_crt；

步骤四、根据电感电流il1(k+1)与电感电流临界值il_crt的关系，判断最优矢量，具体为：

当il1(k+1)≤il_crt时，选择直通矢量为最优矢量；

当il1(k+1)>il_crt时，分别将有效矢量和零矢量代入到系统离散模型中，得到(k+2)ts时刻的各个控制变量，然后将有效矢量和零矢量各自对应的各控制变量代入到价值函数中，选择使价值函数值最小的基本矢量为最优矢量；

步骤五、将最优矢量对应的开关状态作用到逆变器完成统一预测控制的控制目标，以此实现控制循环。

所述步骤三中，定子磁链给定值ψs_ref采用如下处理获得：

本发明的最大转矩电流比的方法是内置式永磁同步电机常用的一种矢量控制方法。其可以使永磁同步电机在满足转矩要求的同时，使定子电流最小，有利于减少电机铜耗和系统损耗，提高系统效率。

首先，电机采用最大转矩电流比控制，采用以下公式计算获得d、q轴定子电流给定值id_ref、iq_ref：

式中，ψf为转子磁链幅值，ld与lq分别为永磁同步电机pmsm的d、q轴电感，p表示极对数；

然后，再根据下式求出定子磁链给定值ψs_ref，实现永磁同步电机侧最大转矩电流比控制：

所述步骤三中，通过功率补偿方法计算处理获得电感电流给定值il_ref和电感电流临界值il_crt，具体如下：

准z源逆变器带阻感负载预测控制时，认为系统输出功率等于系统输入功率，且其为人为设定的一个固定值，通过功率守恒获得电感电流给定值。而在准z源逆变器-永磁同步电机驱动系统中，系统的输入功率会随电机不同运行工况而改变，并且无法用公式精确计算，因此本发明的功率补偿控制方式能较为快速准确地获取电感电流给定值。

系统输入功率主要包括电机电磁功率和逆变器损耗。其中电机电磁功率占系统输入功率的主要部分，可根据电机电磁转矩和机械角速度计算得到。系统中的损耗不易计算，若将其忽略，认为电机电磁功率即为系统输入功率，则计算出的电感电流给定值小于实际所需的电感电流值，则直通矢量的作用时间小于实际所需的作用时间，将会导致电容电压亦达不到其给定值。

本发明用系统中易测得的量近似获取系统中的损耗，由准z源逆变器的原理可知，当电感电流达不到其给定值时，其电容电压也达不到其给定值。

先采用以下公式计算获得经过功率补偿后的电感电流给定值il_ref：

式中，pe为电机的电磁功率，有pe＝ωrte，ωr为电机的机械角速度；te为电磁转矩，vin表示电源电压；c表示功率补偿值，功率补偿值c是通过pi控制器由电容电压给定值与实际值之间的差值获得，用以修正电感电流给定值；

选取一个小于电感电流给定值的临界值il_crt，来作为是否选取直通矢量为最优矢量的判断依据，使实际电感电流平均值等于电感电流给定值。然后利用经功率补偿后的电感电流给定值il_ref采用以下公式计算获得电感电流临界值il_crt：

式中，ts表示控制周期，δil为直通矢量作用一个控制周期ts时电感电流的变化量，vc1为电容c1两端电压。电容c1是准z源逆变器中的电容。

所述的步骤四中，价值函数采用以下公式计算：

g＝|te_ref-te(k+1)|+λψs|ψs_ref-ψs(k+1)|+λvc|vc_ref-vc1(k+1)|

其中，λψs和λvc分别表示定子磁链和电容电压的权重系数，ψs_ref表示定子磁链给定值，te_ref表示转矩给定值，vc_ref表示电容电压给定值；

其中，te(k+1)表示第(k+1)ts时刻的电机侧的电磁转矩，ψs(k+1)表示第(k+1)ts时刻的电机侧的定子磁链幅值，vc1(k+1)表示第(k+1)ts时刻的准z源逆变器侧的电容电压，il1(k+1)表示第(k+1)ts时刻的准z源逆变器侧的电感电流。

由于作用各个非直通矢量对电容电压的改变量不同，价值函数中选取vc1作为控制变量，能更为精确控制电容电压；且选择电磁转矩te和定子磁链幅值ψs作为控制变量，能实现电机侧良好的转矩输出以及较好的动态性能的控制目标。

所述的电容电压给定值vc_ref采用以下公式计算：

式中，vdc_ref为直流母线电压幅值的给定；vin为电源电压。

如图6所示，本发明所提出的预测控制算法流程图。首先通过坐标变换获得定子电流d、q轴分量，通过延时补偿环节获得各控制变量在(k+1)ts时刻的值。之后通过转速闭环获得转矩给定值，根据转矩给定值通过mtpa的方法获得d、q轴电流给定值，从而计算出定子磁链给定值。通过功率补偿方式计算电感电流给定值，从而获得电感电流临界值il_crt。根据il1(k+1)与il_crt的关系，判断直通矢量是否为最优矢量。如果是，则输出直通矢量对应的开关状态作用到逆变器；如果不是，将直通矢量从备选电压矢量中剔除。将(k+1)ts时刻各控制变量的值代入到系统离散模型中，得到(k+2)ts时刻各控制变量的值。将其代入到评价函数中，得到每个有效矢量和零矢量对应的评价函数值。选取使评价函数值最小的电压矢量为最优矢量，并将其存储起来。最后输出最优矢量相对应的开关状态作用到逆变器，以完成相应控制目标。

本发明方法将电感电流作为判断直通矢量是否为最优矢量依据，不仅减少了控制器的运算量，而且避免了准z源逆变器负调现象对实现准z源逆变器-永磁同步电机系统预测控制的影响。考虑准z源逆变器所带电机负载的特殊性及系统中损耗难以精确计算，提出一种功率补偿方式获取电感电流给定值，用于完成统一预测控制器的设计。

本发明的有益效果是：

本发明针对准z源逆变器-永磁同步电机驱动系统，提出的方法，实现了准z源网络侧和电机侧的控制变量统一控制，避免了传统双级控制在动态调整过程中，可能存在的直通矢量占空比和逆变器调制系数出现冲突的问题。

由于准z源逆变器所接电机负载的特殊性，采用一种功率补偿控制方法来获得电感电流给定值，通过电感电流判断直通矢量是否为最优矢量，避免了准z源逆变器的非最小相位特性造成的电容电压负调的影响。

由此，本发明相比于传统双级控制方法，具有更为优越的快速性和强抗扰性。

附图说明

图1：准z源逆变器-永磁同步电机系统图；

图2：准z源逆变器-永磁同步电机系统有限集模型预测控制整体框图。

图3：电感电流纹波示意图；

图4(a)：准z源逆变器直通状态图；

图4(b)：准z源逆变器非直通状态图；

图5(a)：本发明所提预测控制方法实验波形图；

图5(b)：传统双级控制方法实验波形图；

图6：本发明预测控制算法流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的一种准z源逆变器-永磁同步电机系统统一预测控制方法做出详细说明。

准z源逆变器-永磁同步电机系统构成如图1所示，由供电电源、准z源阻抗网络、三相逆变桥和永磁同步电机四个部分组成。其中，准z源阻抗网络和三相逆变桥构成准z源逆变器。

本发明对准z源逆变器-永磁同步电机系统采用有限集模型预测控制。有限集模型预测控制充分利用逆变器的离散特性，通过预测有限的电压矢量的作用效果，选出使价值函数值最小的电压矢量作用到逆变器，从而达到系统控制目标要求。准z源逆变器-永磁同步电机系统中三相逆变桥可输出45种电压矢量，包括6种有效矢量、2种零矢量和37种直通矢量。

其中直通矢量的实现方式可以分为单桥臂直通、双桥臂直通和三桥臂直通。考虑到开关管的均匀散热与开关损耗等问题，本发明选取三桥臂直通作为直通矢量的实现方式。具体实施的逆变器可输出的基本电压矢量共有9个，如表1所示，记为v0～v8。其中，v0和v7为零矢量；v1～v6为有效矢量；v8为直通矢量。

表1

本发明所提出的控制系统框图如图2所示，其中pi表示比例积分控制器，电机转速ω和位置信息θ由旋转变压器获得。将通过电压传感器和电流传感器采样获得的各物理量的值，代入到延时补偿环节，得到各控制变量在(k+1)ts时刻的值，即(k+1)ts时刻的电感电流il1(k+1)、电容电压vc1(k+1)、电磁转矩te(k+1)和定子磁链ψs(k+1)。

电感电流给定值通过功率补偿方式获得，如下式所示：

式中，pe为电机侧的电磁功率，其随电机的转速和电磁转矩变化而变化，占系统输入功率的主要部分；c为通过电容电压闭环得到的功率补偿值，用于代替系统中的损耗，其中包括准z源逆变器损耗、电机定子铜耗和电机定子铁耗等；vin为电源电压。

图3为预测控制下电感电流纹波示意图。为了使实际电感电流平均值等于电感电流给定值，取用于判断直通矢量是否为最优矢量的电感电流临界值为：

式中，δil为直通矢量作用一个控制周期ts时电感电流的变化量。

当il1(k+1)≤il_crt时，无需遍历所有基本电压矢量，直接选择直通矢量为最优矢量；当il1(k+1)>il_crt时，分别将有效矢量和零矢量代入到系统离散模型中，得到(k+2)ts时刻的各个控制变量，然后分别代入到价值函数中，选择使价值函数值最小的矢量为最优矢量。将最优矢量对应的开关状态作用到逆变器，从而实现控制目标。

系统离散模型包括了永磁同步电机的离散模型、准z源逆变器工作于直通状态和非直通状态的离散模型。

其中，永磁同步电机的离散模型为：

式中，ud(k)与uq(k)分别为第kts时刻d、q轴电压；id(k)与iq(k)分别为第kts时刻d、q轴电流；id(k+1)与iq(k+1)分别为第(k+1)ts时刻d、q轴电流；rs为相电阻；ωe(k)为第kts时刻的电角速度；ψf为转子磁链幅值；ld与lq分别为永磁同步电机的d、q轴电感；p为电机极对数。te(k+1)表示第(k+1)ts时刻的电机侧的电磁转矩，ψs(k+1)表示第(k+1)ts时刻的电机侧的定子磁链幅值。

准z源逆变器工作于直通状态时，如图4(a)所示，其离散模型为：

式中，rl为电感l1和l2的寄生电阻；电感l1和l2是准z源逆变器中的电感。l为电感l1和l2的感值；il1(k+1)表示(k+1)ts时刻通过电感l1的电流值；vc1(k+1)表示(k+1)ts时刻电容c1两端的电压；电容c1是准z源逆变器中的电容。vc1(k)表示kts时刻电容c1两端的电压；c表示电容c1的容值。当准z源逆变器工作在非直通状态时，如图4(b)所示，其离散模型为：

式中，idc(k+1)表示直流母线电流，其可以根据开关管开关状态和三相输出电流获得，计算公式为：

idc(k+1)＝s1ia(k)+s3ib(k)+s5ic(k)(12)

式中，s1、s3和s5分别为第(k+1)ts时刻三相上桥臂开关管的开关状态；其中，0代表关断，1代表开通；ia(k)、ib(k)和ic(k)分别为第kts时刻三相输出电流。

具体实施的价值函数的具体形式为：

g＝|te_ref-te(k+1)|+λψs|ψs_ref-ψs(k+1)|+λvc|vc_ref-vc1(k+1)|

其中，转矩给定值te_ref由电机转速环的输出得到，定子磁链幅值给定通过mtpa的方法计算得出。电容电压给定值vc_ref由下式计算得出：

式中，vdc_ref为直流母线电压幅值给定；vin为电源电压。

由此实施可见，本发明将准z源逆变器侧和电机侧通过预测控制的方法进行统一控制，相比于传统双级控制方法，不会产生两个控制自由度出现冲突的情况，因此可以降低输入电压，提高系统的稳定性和可靠性。

设定输入电压vin从256v跌落至192v，直流母线电压幅值给定值vdc_ref为320v。图5给出了分别采用本发明所提预测控制方法和传统双级控制方法的实验结果，从上到下依次为输入电压vin，电容电压vc1和直流母线电压vdc波形。从图中可以看出所提出的预测控制方法具有较强的抗扰能力，当输入电压发生跌落时，电容电压能够快速跟随给定，直流母线电压幅值基本保持不变。而传统双级控制方法在暂态初期，直流母线电压则会出现较大跌落，最低约跌落至270v，并且需要较长的恢复时间，动态性能较差。