优化变压器结构以降低反激式开关电源传导共模干扰的方法与流程

本发明涉及开关电源领域，更具体的，涉及一种优化变压器结构以降低反激式开关电源传导共模干扰的方法。

背景技术：

开关电源是现代电子电器和电子设备(如电视机、计算机、测试仪器、生物医学仪器等)的心脏和动力，具有高效、环保、安全、体积小等优点，已广泛应用在通信、军事和交通等各个领域。因为整流管、续流二极管和功率高频变压器是开关电源中必不可少的器件，所以它们的存在决定了在开关噪声恶劣的情况下，一定会在开关电源的输入和输出端产生很强的共模干扰(commonmodeinterface，cm)和差模干扰(differentialmodeinterface，dm)。

目前为了降低开关电源中传导共模emi，传统的方法是使用y电容作为滤波元件，设计emi滤波器。通过共模扼流线圈电感的高频率高阻抗特性，当电路中的正常电流流经共模电感时，电流在同相位绕制的电感线圈中产生反向的磁场而相互抵消，此时正常信号电流主要受线圈电阻以及少量因漏感造成的阻尼影响。当有共模电流流经线圈时，由于共模电流的同向性，会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈感抗，使线圈表现为高阻抗，产生较强的阻尼效果，以此衰减共模电流，达到滤波的目的。

现有技术的缺点：共模y电容滤波元件为低频(50hz)电流引入不安全的旁路，表现为严重的漏电流环路，对人身安全产生影响，同时有限的y电容取值也导致整个系统的emi设计复杂化，增加成本。

技术实现要素：

本发明为了解决开关电源的输入端和输出端产生很强的共模干扰，同时为了摆脱传统的emi滤波元件--y型电容的问题，提供了一种优化变压器降低反激式开关电源传导共模干扰的方法，其通过优化反激式开关电源的变压器结构，摆脱了传统的emi滤波元件--y型电容，既可以满足漏电流限制要求同时又能够降低传输路径上的emi噪声。

为实现上述本发明目的，采用的技术方案如下：一种优化变压器结构以降低反激式开关电源传导共模干扰的方法，通过增大反激式开关电源中的变压器的初级绕组与次级绕组之间的物理距离来减小他们之间的寄生电容，降低传导共模干扰。

优选地，将反激式开关电源中的变压器的辅助绕组放置在初级绕组与次级绕组之间，初级绕组在变压器的最内层，辅助绕组在变压器的中间层，次级绕组在变压器的最外层。

进一步地，在初级绕组和辅助绕组之间增设屏蔽绕组，所述屏蔽绕组的起点连接到初级绕组非靠近辅助绕组的一端，即为b点，屏蔽绕组的端点与任何电气节点断开。

本发明的有益效果如下：本发明通过增设屏蔽绕组，不仅增加了初级绕组与次级绕组之间的物理距离，而且消除了初级绕组侧到次级绕组侧的部分位移电流；并通过摆脱了y电容，从而限制漏电流，保护了人身安全，防止用户成为漏电流路径的一部分，同时优化变压器结构后系统又能获得良好的emi性能，降低成本。

附图说明

图1是反激式变换器电路结构。

图2是简化的cm噪声源模型。

图3是cm噪声电流从一次侧到二次侧的主要路径。

图4是将两个相邻绕组层模拟为两个空心形状的导体后的空间立体模型。

图5是三个不同绕组的变压器#1的半窗结构模型。

图6是三个不同绕组的变压器#2的半窗结构模型。

图7是三个不同绕组的变压器#3的半窗结构模型。

具体实施方式:

下面结合附图和具体实施方式对本发明做详细描述。

实施例1

一种优化变压器结构以降低反激式开关电源传导共模干扰的方法，通过增大反激式开关电源中的变压器的初级绕组与次级绕组之间的物理距离来减小他们之间的寄生电容，降低传导共模干扰。

本实施例将反激式开关电源中的变压器的辅助绕组放置在初级绕组与次级绕组之间，初级绕组在变压器的最内层，辅助绕组在变压器的中间层，次级绕组在变压器的最外层。

为了进一步减少位移电流，在初级绕组和辅助绕组之间增设屏蔽绕组，所述屏蔽绕组的起点连接到初级绕组非靠近辅助绕组的一端，即为b点，屏蔽绕组的端点与任何电气节点断开。

本实施例通过将现有的反激式变压器与本发明优化后的反激式变压器进行对比论证本发明的效果，如图1所示，为现有的反激式变压器的电路结构，在反激变换器中，变压器有三个绕组，分别为初级绕组、次级绕组和辅助绕组。

在大多数应用中，功率变换器的cm噪声主要是由变频寄生电容的电压脉动产生的位移电流所控制。在隔离型功率变换器中，电源变压器的绕组间电容是cm噪声在转换器中的主要寄生电容，这种电容分布在不同电压脉动的绕组上。由噪声源产生的cm噪声电流通过变压器的绕组间电容传播，并通过二次侧输出的接地线进入线性阻抗稳定网络(lisn)，如下图2所示。

通过绕组的电压脉动，确定绕组间的总cm噪声电流，这主要取决于变压器端子上的脉动电压和变压器的绕组结构。由电压脉动引入的cm噪声电流可按下式计算：

变压器三个绕组每两层之间分布有寄生电容，对于位移电流，初级绕组层之间或初级绕组与辅助绕组层之间的电容不会对cm噪声产生影响，它们之间的电容被限制在转换器的初级侧，这些寄生电容仅对dm噪声电流有影响。因此，原绕组的位移电流不会对辅助绕组cm噪声电流产生影响。而初级绕组与次级绕组之间的分布寄生电容、辅助绕组与次级绕组之间的分布电容提供了从变压器初级侧到次级侧的cm噪声电流的主要路径，如下图3所示。图3中的icm_ps是初级绕组与次级绕组之间的传播路径，icm_ps是辅助绕组与次级侧之间的传播路径。

本方法只考虑与它们之间的y电容有关的初级侧到次级侧。两个相邻的绕组层可以被模拟为两个空心形状的导体，它与下图4所示的中心圆相同，它们之间的空间充满了绝缘材料，所以它们之间的寄生电容可以由下式计算：

其中，εr是层间绝缘材料的介电常数，δl是绕组层的高度，d是两个绕组层之间的距离。

由于绕组和铁芯之间的电容较小可以忽略不计，同时初级绕组对cm噪声没有影响，故初级绕组内层间电容也可以忽略，所以只考虑不同绕组层间的电容。如图5所示，给出具有三个不同绕组的变压器#1的半窗。初级绕组均匀分成三层，同时，辅助绕组和次级绕组对称分布在一个独立的层中。a、d和f都是变压器虚线端子，通过两个绕组层之间的电压从高到低识别正电流方向。假设正电流方向是从一次侧到二次侧，如果电流方向与正电流方向相反，则在总电流之前加上一个负号。

当q1处于开通状态时，把a点作为从开通状态到关断状态的幅值为va的脉冲电压源，可以表示为：

其中，vbus是反激式变换器的整流电压，vo是反激式变换器的输出电压，np和ns分别是初级绕组和次级绕组的匝数。

类似地，d点也可以看作是幅值为vd从导通状态到关断状态的脉冲电压源，

可以表示为：

同理，f点可以表示为：

其中：na是辅助绕组的匝数。

当q1关断状态时，a、f和d点的电压分别相对于点b、e和c点上升。通过上面的等式，位移电流传播路径如图3中的实线箭头所示。

所以初级绕组与次级绕组之间的位移电流为：

其中：np1、np2和np3分别是从内到外的三个初级绕组层，cp1s#1、cp2s#1和cp3s#1分别是三个初级绕组之间从内到外与次级绕组之间的寄生电容，δt是电压跳变的瞬态时间。

辅助绕组和次级绕组之间的位移电流基于相同的方法计算如下：

其中cas#1是辅助绕组和次级绕组之间的寄生电容。

根据不同绕组层之间的物理距离简化公式如下：

将(8)式分别代入(6)和(7)式，得到一次侧到二次侧的总位移电流为：

如果总位移电流减小，则emi将降低。为了减小位移电流，根据公式(2)可知，虽然它们之间的电压脉动非常大，但是可以通过增加初级绕组与次级绕组间的物理距离来减小它们之间的寄生电容。为了解决这个问题，将辅助绕组放置在中间层，其结构如图6为变压器#2的半窗所示。通过这种方法，考虑到不同绕组层之间的物理距离，作出一些假设以简化公式：

因此，根据上述分析方法，一次侧到二次侧的总位移电流公式可表示为：

比较icm#1和icm#2，cas#2等于上述理论的cas#1，在ns/np＜17/27的情况下，在一般的低电压输出应用中(ns＜＜np)，位移电流大大降低。因此，将辅助绕组置于初级绕组和次级绕组的中间，是减小cm噪声的有效方法。

为了进一步减小位移电流，在基于上述变压器#2的初级绕组和辅助绕组之间插入屏蔽绕组，如下图7所示。屏蔽绕组的起点连接到b点，端点与任何电气节点断开。根据类似的计算方法，初级绕组和次级绕组之间的位移电流可以表示为：

辅助绕组与次级绕组之间的位移电流与(7)式相同：

在新的电源结构中，屏蔽绕组和次级绕组之间形成额外的位移电流，以抵消位移电流，其计算公式如下：

其中csds#3是屏蔽绕组和次级绕组之间的寄生电容。

为了简化，可以根据绕组层间距离对寄生电容进行如下假设：

屏蔽绕组和次级绕组之间的位移电流icm_sds#3从次级侧流向初级侧，具有不同的电流取向，可以消除部分电流。因此，从一次侧和二次侧的总位移电流公式可以表示为：

比较icm#3和icm#2，ccm#3等于上述理论中ccm#2，icm#3远小于icm#2，并且位移电流已经降低很多。基于以上分析，屏蔽绕组不仅增加了一次绕组与二次绕组之间的物理距离，而且消除了一次侧到二次侧的部分位移电流。如果选择合适的屏蔽绕组匝数nsd，总位移电流甚至可以减小到零，从而降低cm噪声，获得更好的emi性能。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。