大功率极低频电源及其次谐波抑制装置的制作方法

本发明涉及电源领域，特别涉及一种大功率极低频电源及其次谐波抑制装置。

背景技术：

极低频(extremelylow-frequency，elf)无线电波的频率范围在30hz以下。大功率极低频电源是人工生成极低频无线电信号的设备，功率达数百千瓦。

大功率极低频电源逆变侧输出为极低频交流电，在逆变侧输入端会产生2倍电源工作频率的低频谐波分量，恶化极低频电源的输出谐波特性。同时，低频谐波分量通过滤波电路传递到整流侧和电网侧，造成整流输出端电感电流波动，并在电网输入电流中产生除基波和特征次谐波以外，以两倍低频频率为间隔的低频边带谐波。由于低频边带谐波不落在电网工作频率的整数倍频率上，以次谐波的形式出现，会引起大功率极低频电源的灯光闪变，增加系统的谐波损耗，对器件耐压和绝缘提出了更高的要求，对系统的可靠性和寿命造成不利的影响。甚至可能与发电机轴系频率发生共振，造成电力系统发生同步震荡。

技术实现要素：

本发明实施例提供了一种大功率极低频电源及其次谐波抑制装置。所述技术方案如下：

一方面，本发明实施例提供了一种大功率极低频电源的次谐波抑制装置，所述装置包括储能电路和控制模块；

所述储能电路包括：两个电容、两个开关管和一个电感，所述两个电容串联，所述两个开关管串联，所述电感的一端连接在所述两个电容的第一端之间，所述电感的另一端连接在所述两个开关管的第一端之间，所述两个电容的第二端分别连接所述大功率极低频电源的逆变模块的两个输出端，所述两个开关管的第二端分别连接在所述大功率极低频电源的滤波模块的两个输出端和所述逆变模块的两个输入端之间；

所述控制模块，用于获取所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值；根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值，控制所述两个开关管的通断，使所述储能电路中电容的瞬时功率与所述逆变模块的输出端的脉动功率相等。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述控制模块包括：

采集单元，用于采集所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值；

控制单元，用于根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值、所述电容的电压值以及预设的电容波形控制函数，产生电容波形控制信号；

脉冲宽度调制器，用于将所述电容波形控制信号转换成脉冲控制信号；

驱动单元，用于采用所述脉冲控制信号控制所述两个开关管的开关。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述控制单元，用于根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及预设的电容波形控制函数计算得到第一电压值；

将所述第一电压值加上所述滤波模块的输出端的电压值的一半得到参考值；

将所述电容的电压值与所述参考值进行相位比较，产生所述电容波形控制信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述控制单元，用于按照下述电容波形控制函数计算所述第一电压值：

其中，vcm为所述第一电压值，vmax为所述逆变模块的输出端的电压值，imax为所述逆变模块的输出端的电流值，ω为大功率极低频电源输出电压角频率，pin＝vmaximax/2；vdc为所述滤波模块的输出端的电压值。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述采集单元包括：

电流传感器、第一电压传感器、第二电压传感器和第三电压传感器，所述电流传感器和第一电压传感器均与所述逆变模块的输出端电连接，所述第二电压传感器与所述滤波模块的输出端电连接，所述第三电压传感器与所述电容电连接。

另一方面，本发明实施例提供了一种大功率极低频电源，所述大功率极低频电源包括依次连接的整流模块、滤波模块和逆变模块；

所述大功率极低频电源还包括次谐波抑制装置，所述装置包括储能电路和控制模块；

所述储能电路包括：两个电容、两个开关管和一个电感，所述两个电容串联，所述两个开关管串联，所述电感的一端连接在所述两个电容的第一端之间，所述电感的另一端连接在所述两个开关管的第一端之间，所述两个电容的第二端分别连接所述大功率极低频电源的逆变模块的两个输出端，所述两个开关管的第二端分别连接在所述大功率极低频电源的滤波模块的两个输出端和所述逆变模块的两个输入端之间；

所述控制模块，用于获取所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值；根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值，控制所述两个开关管的通断，使所述储能电路中电容的瞬时功率与所述逆变模块的输出端的脉动功率相等。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述控制模块包括：

采集单元，用于采集所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值；

控制单元，用于根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值、所述电容的电压值以及预设的电容波形控制函数，产生电容波形控制信号；

脉冲宽度调制器，用于将所述电容波形控制信号转换成脉冲控制信号；

驱动单元，用于采用所述脉冲控制信号控制所述两个开关管的开关。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述控制单元，用于根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及预设的电容波形控制函数计算得到第一电压值；

将所述第一电压值加上所述滤波模块的输出端的电压值的一半得到参考值；

将所述电容的电压值与所述参考值进行相位比较，产生所述电容波形控制信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述控制单元，用于按照下述电容波形控制函数计算所述第一电压值：

其中，vcm为所述第一电压值，vmax为所述逆变模块的输出端的电压值，imax为所述逆变模块的输出端的电流值，ω为大功率极低频电源输出电压角频率，pin＝vmaximax/2；vdc为所述滤波模块的输出端的电压值。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述采集单元包括：

电流传感器、第一电压传感器、第二电压传感器和第三电压传感器，所述电流传感器和第一电压传感器均与所述逆变模块的输出端电连接，所述第二电压传感器与所述滤波模块的输出端电连接，所述第三电压传感器与所述电容电连接。

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

在本发明实施例的次谐波抑制装置中，两个开关管并联在滤波模块的两个输出端和逆变模块的两个输入端之间，也即两个开关管并联在直流母线上，两个开关管的中点相当于半桥电路输出端，与两个电容的中点相连，通过控制开关管的开关即可控制两个电容的中点电压。当电容瞬时功率中的脉动成分与逆变交流侧瞬时脉动功率成分相等时，次谐波抑制装置输出电流得以补偿直流低频谐波电流，以抑制网侧间谐波的产生。解决了大功率极低频电源次谐波问题，保证了大功率极低频电源的安全稳定运行，改善了电能质量。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的一种大功率极低频电源的电路图；

图2是本发明实施例提供的一种大功率极低频电源的的次谐波抑制装置的结构示意图；

图3和图4是加入次谐波抑制装置前大功率极低频电源的电压电流波形；

图5和图6是加入次谐波抑制装置后大功率极低频电源的电压电流波形；

图7是本发明实施例提供的次谐波抑制装置的电容电压波形。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

图1是本发明实施例提供的一种大功率极低频电源的电路图。参见图1，该大功率极低频电源包括依次连接的整流模块101、滤波模块102和逆变模块103。

如图1所示，整流模块101为采用基于晶闸管的三相可控整流电路。整流模块101采用双lc滤波电路，进而平抑整流电路输出纹波电压。逆变模块103为单相桥式逆变电路。

进一步地，该大功率极低频电源根据功率需求配置电源单元的数量，每个电源单元均包括前述整流模块101、滤波模块102和逆变模块103，电源单元在逆变输出端直接相连构成级联多电平逆变电路。电源单元的输入端与移相变压器104相连，构成多脉波整流电路，为多电平逆变电路提供多个独立的直流源，提高电网侧电能质量。其中，多脉波整流电路可以看成一个直流电源，它后面接多个电源单元。电网的交流接移相变压器再接多脉波整流电路，将交流电变为小幅度震荡的直流电。多脉波整流电路的作用是将多个逆变电路产生的谐波在移相变压器处相互抵消其中的三次谐波成分，而这个三次谐波对电网的影响很大，减小三次谐波对后能够提高电网的电能质量。

具体地，移相变压器104的输入端为电网输出的三相交流电us，该三相交流电的电流为is，电网传输电能到移相变压器104会经过很长的导线，导线的阻抗为图中的zs1。

图2是本发明实施例提供的一种大功率极低频电源的的次谐波抑制装置的结构示意图。如图2所示，当大功率极低频电源只包括一个电源单元时，则无需设置移相变压器104。

参见图1和图2，该大功率极低频电源还包括次谐波抑制装置105。无论电源单元的数量的多少，次谐波抑制装置105的数量均为1。

参见图1，该次谐波抑制装置105放置在大功率极低频电源的电源单元的直流侧，与直流母线并联，相当于一个谐波发生源，跟踪直流侧的次谐波分量，并产生与之幅值相等方向相反的补偿电流，抵消由低频逆变侧产生的谐波电流，使直流侧电流趋于直流，避免低频电流传递到整流侧以及网侧，由此达到抑制网侧次谐波的目的。其中，直流母线是电网的交流电经过多脉波整流电路后的直流部分，在本实施例中指的是逆变模块103的输入侧，在图1和图2中为ud的两端。

参见图2，该次谐波抑制装置105装置包括储能电路151和控制模块152。

该储能电路151包括：两个电容cm1和cm2，两个开关管t5和t6，以及一个电感lf，所述两个电容cm1和cm2串联，所述两个开关管t5和t6串联，所述电感lf的一端连接在所述两个电容cm1和cm2之间，所述电感lf的另一端连接在所述两个开关管t5和t6之间。其中，电容cm1和cm2为相同的电容，开关管t5和t6相同的开关管。

在该实施例中，所述电感lf的一端连接在所述两个电容cm1和cm2的第一端之间，所述电感lf的另一端连接在所述两个开关管t5和t6的第一端之间，所述两个电容cm1和cm2的第二端分别连接所述大功率极低频电源的逆变模块103的两个输出端，所述两个开关管t5和t6的第二端分别连接在所述大功率极低频电源的滤波模块102的两个输出端和所述逆变模块103的两个输入端之间。如图2所示，逆变模块103为一电桥结构，其一个输出端位于开关管t1和开关管t2之间，另一个输出端位于开关管t3和开关管t4之间；逆变模块103的一个输入端位于开关管t1和开关管t3之间，另一个输入端位于开关管t2和开关管t4之间。滤波模块102的两个输出端分别为电容c2的两端。

如图2所示，其中，开关管t5的第一端为正极，第二端为负极；开关管t6的第一端为负极，第二端为正极。如图1所示，当存在多个电源模块时，两个开关管t5和t6的第二端分别连接在最两侧的两个电源模块的滤波模块102的输出端和逆变模块103的输入端之间，其中最两侧的两个电源模块的逆变模块103的输出端构成大功率极低频电源的输出端。

所述控制模块152用于获取所述逆变模块103的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块102的输出端的电压值以及所述电容cm1或cm2的电压值；根据所述逆变模块103的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块102的输出端的电压值以及所述电容cm1或cm2的电压值，控制所述两个开关管t5和t6的通断，使所述储能电路151中电容cm1和cm2的瞬时功率与所述逆变模块103的输出端的脉动功率相等。

在本发明实施例的次谐波抑制装置105中，两个开关管t5和t6并联滤波模块102的两个输出端和逆变模块103的两个输入端之间，也即两个开关管t5和t6并联在直流母线上，两个开关管的中点相当于半桥电路输出端，与两个电容cm1和cm2的中点相连，通过控制开关管t5和t6的开关即可控制两个电容cm1和cm2的中点电压。当电容cm1和cm2瞬时功率中的脉动成分与逆变交流侧瞬时脉动功率成分相等时，次谐波抑制装置105输出电流得以补偿直流低频谐波电流，以抑制网侧间谐波的产生。解决了大功率极低频电源次谐波问题，保证了大功率极低频电源的安全稳定运行，改善了电能质量。

参见图2，该控制模块152可以包括：

采集单元(图中未示出)，用于采集所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及所述电容的电压值；

控制单元1521，用于根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值、所述电容的电压值以及预设的电容波形控制函数，产生电容波形控制信号；

脉冲宽度调制器1522，用于将所述电容波形控制信号转换成脉冲控制信号；

驱动单元1523，用于采用所述脉冲控制信号控制所述两个开关管的开关。

在该实现方式中，所述控制单元1521，用于根据所述逆变模块的输出端的电流值和电压值、所述滤波模块的输出端的电压值以及预设的电容波形控制函数计算得到第一电压值；

将所述第一电压值加上所述滤波模块的输出端的电压值的一半得到参考值；

将所述电容的电压值与所述参考值进行相位比较，产生所述电容波形控制信号。

在该实现方式中，所述控制单元1521，用于按照下述电容波形控制函数计算所述第一电压值：

其中，vcm为所述第一电压值，vmax为所述逆变模块的输出端的电压值，imax为所述逆变模块的输出端的电流值，ω为大功率极低频电源输出电压角频率，pin＝vmaximax/2；vdc为所述滤波模块的输出端的电压值。

下面对电容波形控制函数的推导过程进行简单说明：

当大功率极低频电源负载处于调谐状态时，电源交流侧的电压和电流同相位。极低频电源交流侧的电压和电流的表达式如公式(1)：

其中，vmax、imax分别为交流侧的电压和电流；vmax、imax分别为交流侧电压幅值和电流幅值；ω为大功率极低频电源输出电压角频率，ω可以根据大功率极低频电源输出电压频率f得到，大功率极低频电源输出电压频率在30hz以下，是根据电源设计要求设计的，角频率ω＝2*π*f；t为时间。

极低频电源交流侧的瞬时功率的表达式如公式(2)：

其中，po为交流侧的瞬时功率，也即整个电源的输出(图中ilf)的位置的瞬时功率。

如前所述，次谐波抑制装置105中的电容cm1和cm2串联且与交流输出侧并联，cm1和cm2的电容值相等，均为cm。vcm1、vcm2分别为电容cm1和cm2的电压。

电容cm1和cm2的电压vcm1、vcm2的表达式如公式(3)：

其中，vmaxsin(ωt)/2为偏置值，vcmsin(ωt+θm)为波形控制函数，满足vcm≤vdc/2，θm为电容电压vcm1与交流侧电压vo的相位差。其中，相位差θm为

为了使电容提供的瞬时功率与大功率极低频电源交流瞬时脉动成分相等，本申请中的电容电压由vdc/2的偏置值与波形控制函数vcmsin(ωt+θm)组成。由于电容cm1和cm2的极性相反，所以，电容cm1和cm2之间的电压差vcm1+vcm2，也即直流电压的值，为vmaxsin(ωt)。因此设置该偏置值不影响直流电压的值，同时公式(3)中vcm1、vcm2的函数波形是一样的，只是相位不同，这样两个电容的电压的一致性比较好。

电容串联后波形控制函数不会体现在交流侧电压上，交流侧电压仍为vdc。

电容cm1和cm2的电流的表达式如公式(4)：

其中，icm1为电容cm1的电流，icm2为电容cm2的电流。

因此，两个电容cm1和cm2提供的瞬时功率的表达式如公式(5)：

其中，pcm为两个电容cm1和cm2提供的瞬时功率。

通过控制电压波形，可以使瞬时功率pcm与交流侧脉动功率ppulse(po的正弦部分)相等，通过计算得到电容波形控制函数如公式(6)：

当vcm＝vdc/2时，此时次谐波抑制装置105提供最大的脉动功率，电容容量为最小值。令脉动功率幅值为pin＝vmaximax/2，因此，电容cm1和cm2的最小电容容量cm为：

在本发明实施例中，所述采集单元可以包括：电流传感器、第一电压传感器、第二电压传感器和第三电压传感器，所述电流传感器和第一电压传感器均与所述逆变模块的输出端电连接，所述第二电压传感器与所述滤波模块的输出端电连接，所述第三电压传感器与所述电容电连接。

对工作频率为1hz的大功率极低频电源进行仿真验证得到图3-图7所示的波形。其中，图3-图7所示的波形对应参数可以参见图1、图2以及前述公式部分。

其中，图3和图4是加入次谐波抑制装置前大功率极低频电源的电压电流波形，参见图3和图4，加入前直流母线电容电压存在明显的2hz低频谐波，电网电流中除50hz基波和5次、7次等特征次谐波以外，存在48hz、52hz以及248hz、252hz、348hz、352hz等低频边带谐波。图5和图6是加入次谐波抑制装置后大功率极低频电源的电压电流波形，参见图5和图6，加入模块后次谐波基本得到完全抑制，电网电流仅含有除50hz基波和5次、7次等特征次谐波。

图7是本发明实施例提供的次谐波抑制装置的谐波功率波形，可以看出次谐波抑制装置105提供的瞬时低频脉动功率补偿了交流侧脉动功率，不影响大功率低频电源交流输出。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。