一种电容小型化电机驱动装置的制作方法

本发明属于电机驱动技术领域，特别是涉及一种电容小型化电机驱动装置。

背景技术：

随着消费者对机电产品节能性要求的提升，效率更高的变频电机驱动器得到了越来越广泛的应用。常规变频驱动器的直流母线电压处于稳定状态，逆变部分与输入交流电压相对独立，从而使逆变部分的控制无需考虑输入电压的瞬时变化，便于控制方法的实现。然而，这种设计方法需要配备容值较大的电解电容，使得驱动器体积变大，成本提升。此外，电解电容的寿命有限，其有效工作时间往往是驱动器寿命的瓶颈。

针对上述问题，相关方案提出了以小容值的薄膜电容或陶瓷电容取代电解电容的策略，与常规的交直交驱动电路相比，省去了pfc部分，而且小型化的电容既能实现降成本，又能消除电解电容引起的使用寿命瓶颈。但是，由于直流母线电压上的薄膜电容或陶瓷电容容值很小，通常只有常规高压电解电容容值的1％-2％；直流母线电压随电源输入电压大幅度波动，最低电压只有几十伏，需要控制直流母线最低电压已保证控制系统稳定；进一步地，逆变器工作时，母线的电容和交流电源侧的电感l产生lc谐振，导致系统谐波大控制不稳定，需要针对此问题加入特殊控制策略，消除lc谐振，实现压缩机稳定运行。

技术实现要素：

本发明为了克服现有技术的缺点与不足，提供一种电容小型化电机驱动装置。本发明能够自动跟踪波动负载跟踪和系统抗饱和控制，保证调速系统的稳定性。

本发明的目的通过以下技术方案实现：一种电容小型化电机驱动装置，包括：控制部2、电感器3，交直流转换电路4、直流链部5和直交流转换电路6；所述交直流转换电路4对交流电源1的电源电压vin进行全波整流，所述电感器3的一端与交流电源1连接，另一端与交直流转换电路4连接，所述直流链部5具有与所述交直流转换电路4的输出侧并联的电容器5a，并输出脉动的直流电压vdc，所述直交流转换电路6利用开关将所述直流链部5的输出转换成交流后，供给其所连接的永磁同步电机7，所述控制部2用于接收速度指令检测输入电源的电压vin、相位θge、电流iin、直流母线电压vdc和电机电流iu、iv、iw，输出直交流转换电路6控制指令tu、tv、tw，实现电机控制；

所述控制部2包含转矩补偿模块，用于检测电机转子速度波动，并根据速度转矩波动计算转矩补偿值：

ωerip＝ωe-ωeref

ωmrip＝ωerip/p

其中，ωe为估算电机电磁转速，ωeref表示电机指令电磁转速，p表示电机极对数，k为转矩补偿增益系数，ωmrip为机械转速波动，为机械转速，aωc和aωs均为基波系数，，hpf表示高通滤波器，thf表示高通滤波器延迟时间，ωm表示电机转速。

进一步地，所述控制部2还包含波形发生器模块，根据vin、θge和电机负载计算q轴电流波形发生器波形；所述q轴电流波形发生器波形有两种形状，包括：

波形发生器形状1：

波形发生器形状2：

其中，wf(θge)为输出变量，vin为实时检测的电源电压值，vθd为此电源电压半周期内电源电压相位为θd时的电压，vpeak为电源电压幅值，θge为输入电压相位估计值，θd为电流死区所对应的相位；

根据波形发生器使用策略来决定使用何种形状的波形发生器。

进一步地，所述波形发生器使用策略包括：

当电机频率ωe>ωhigh时选择波形发生器形状2，当电机频率ωe<ωlow时选择波形发生器形状1，当ωlow≦ωe≦ωhigh时，保持当前波形发生器不变；或者，当直交流转换电路6输出功率pinv>phigh时选择波形发生器形状2，当直交流转换电路6输出功率pinv<plow时选择波形发生器形状1，当plow≦pinv≦phigh时，保持当前波形发生器不变；

直交流转换电路6功率根据以下公式计算：

pinv＝vuiu+vviv+vwiw

其中，vu，vv，vw分别为直交流转换电路6u、v、w三相电压指令，iu、iv、iw分别为电机三相实际电流。

进一步地，通过以下公式计算得到q轴电流初始指令值：

式中tp表示转矩指令，iq_ref0表示q轴电流初始指令值，表示转子速度估计值，ke为电机反电势系数，ld、lq分为为dq轴电感，id_ref为d轴电流指令值，kp为控制器的比例系数，ki为控制器的积分系数。

进一步地，所述控制部2还包含电容电流补偿模块，用于计算电容功率pc：

补偿的电流指令iqcc为：

其中，θge为输入电压相位估计值，c为并联在直交流转换电路6的输入端之间的电容容值，vpeak为交流电源的电压幅值，ωin为交流电源的电压频率，p为电机极对数，ωe为电机转子速度。

进一步地，q轴总的电流指令值为：

iq_ref1＝iq_ref0+iqcc。

进一步地，所述控制部2还包括弱磁控制模块，所述弱磁控制模块包括弱磁控制器和限幅单元，所述弱磁控制器用于计算d轴电流指令初始值：

其中，id0为所述d轴电流指令初始值，ki为积分控制系数，v1为直交流转换电路6的输出电压幅值，vd为d轴电压，vq为q轴电压，vmax为所述直交流转换电路6的最大输出电压，vdc为电机的直流母线电压。

进一步地，所述限幅单元对所述d轴电流指令初始值进行限幅处理以获得d轴电流指令：

其中，idemag为电机退磁电流限制值，imtpa为mtpa控制对应的d轴电流值，iq_ref1为q轴总的电流指令值，ke为电机反电势系数。

进一步地，所述控制部2还包含电流限幅控制模块，实现dq输出电流限制；根据以下公式计算最终dq轴电流指令：

其中，imax为直交流转换电路6允许输出的最大电流值。

进一步地，所述控制部2根据获得的最终dq轴电流指令id_ref和iq_ref，以及检测并计算得到的dq实际的电流id和iq，分别对d轴电流和q轴电流做pi控制，再加入解耦后计算得到dq轴电压指令vd和vq，再通过坐标转换得到αβ轴电压指令vα和vβ，之后再转换为u、v、w三相电压指令vu、vv、vw，最后计算出与vu、vv、vw等效的脉冲tu、tv、tw，并通过直交流转换电路6输出到电机。

附图说明

图1是本发明所述的电容小型化电机驱动装置结构框图；

图2是本发明所述的电容小型化电机驱动装置控制结构框图；

图3是锁相环框图；

图4是转矩补偿模块控制框图；

图5是弱磁电流控制模块框图；

图6是dq轴电流限幅控制模块框图；

图7是dq轴电压生成和抗饱和控制模块框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1为根据本发明实施例的电容小型化电机驱动装置的结构示意图。

需要说明的是，本发明实施例的电容小型化电机驱动装置可适用于变频电机，参照图1，在变频电机的电路中，交流电源ac经过整流电路和逆变电路后接至电机，在本发明的实施例中，可在逆变电路的输入端之间并联小容值的薄膜电容或陶瓷电容5a。

如图1所示，本发明实施例的电容小型化电机驱动装置，包括：控制部2、电感器3，交直转换电路4，直流链部5和直交流转换电路6。

图1中模块1为系统电源，模块7为永磁同步电机等效电路图。所述交直流转换电路4对交流电源1的电源电压vin进行全波整流，该直流链部5具有与所述交直流转换电路4的输出侧并联的电容器5a，并输出脉动的直流电压vdc，该直交流转换电路6利用开关将所述直流链部5的输出转换成交流后，供给所连接的永磁同步电机7，该控制部2对所述开关进行控制。所述控制部2用于接收速度指令检测输入电源的电压vin、相位θge、电流iin、直流母线电压vdc和电机电流iu、iv、iw，输出直交流转换电路6控制指令tu、tv、tw，实现电机控制。所述直交流转换电路6即为逆变电路。

图3输入电压相位检测锁相环模块用于获取输入的交流电源的电压瞬时值vge，并根据交流电源的电压瞬时值vge计算输入电压相位估计值θge。

具体地，如图3所示，输入电压相位检测锁相环模块可包括余弦计算器、第一乘法器、低通滤波器、第一pi调节器和积分器。其中，余弦计算器用于对上一计算周期的输入电压相位估计值θge进行余弦计算以获得第一计算值，第一乘法器用于将交流电源的电压瞬时值vge与第一计算值相乘以获得第二计算值。低通滤波器用于对第二计算值进行低通滤波以获得第三计算值，其中，该低通滤波器的带宽低于交流电源的电压频率，在本发明的一个实施例中，该低通滤波器的带宽低于交流电源的电压频率ωg的1/5。第一pi调节器用于对第三计算值进行pi调节以输出第四计算值，积分器用于对第四计算值与交流电源的电压频率ωg之和进行积分计算以获得当前计算周期的输入电压相位估计值θge。

位置/速度估计器用于对电机的转子位置进行估计以获得转子角度估计值和转子速度估计值

本发明实施例的电机可为无位置传感器的电机，在本发明的一个实施例中，可通过磁链观测法实现位置/速度估计器的上述功能。首先，可根据固定坐标系上的电流和电压计算电机在固定坐标系α和β轴方向上有效磁通的估计值，具体计算公式如下：

其中，与分别为的电机在α和β轴方向上有效磁通的估计值，vα和vβ分别为α和β轴方向上的电压，iα和iβ分别为α和β轴方向上的电流。

然后进一步计算转子角度估计值和转子速度估计值具体计算公式如下：

其中，kp_pll与ki_pll分别为锁相环pi控制器的比例与积分参数，ωf为速度低通滤波器的带宽，θerr为偏差角度的估计值。

q轴电流指令计算如图2所示，q轴电流指令计算模块包括第二pi调节器、波形发生器、初始电流计算单元、电容电流补偿单元和叠加单元。

所述q轴电流指令计算模块包括：

第二pi调节器，所述第二pi调节器用于对所述电机转速指令与所述转子速度估计值之差进行pi调节以输出转矩幅值指令；

波形发生器，所述波形发生器用于根据所述输入电压相位估计值生成输出变量；

初始电流计算单元，所述初始电流计算单元用于将所述输出变量与所述转矩幅值指令相乘后除以电机转矩系数以获得q轴电流指令初始值；

电容电流补偿单元，所述电容电流补偿单元用于根据所述输入电压相位估计值生成补偿电流；

叠加单元，所述叠加单元用于将所述补偿电流叠加到所述q轴电流指令初始值以获得所述q轴电流指令。

其中，第二pi调节器用于对将指令速度和估算速度做差后进行pi控制，输出转矩指令tp。

其中kp为控制器的比例系数，ki为控制器的积分系数。

波形发生器用于根据输入电压形状和相位生成输出变量wf。

初始电流计算单元用于将输出变量wf与转矩幅值指令tp相乘后，进一步转换为q轴电流指令初始值iq_ref0。

式中tp表示转矩指令，iq_ref0表示q轴电流初始指令值，表示转子速度估计值，ke为电机反电势系数，ld、lq分为为dq轴电感，id_ref为d轴电流指令值，

在本发明的实施例中，包含两种形状波形发生器：

波形发生器形状1根据以下公式计算所述输出变量：

波形发生器形状2根据以下公式计算所述输出变量：

其中，wf(θge)为所述输出变量，vin为实时检测的电源电压值，vθd为此电源电压半周期内电源电压相位为θd时的电压，vpeak为电源电压幅值，θge为所述输入电压相位估计值，θd为电流死区所对应的相位。

波形发生器1优点是输入电流谐波小；缺点是电机相电流峰值偏大。

相比波形发生器1，波形发生器2缺点是输入电流谐波大，优点是电机相电流峰值小。

具体使用时，根据电机运行频率ωe决定使用哪种波形发生器。具体地，当电机频率ωe>ωhigh时选择波形发生器2，当电机频率ωe<ωlow时选择波形发生器1，当ωlow≦ωe≦ωhigh时，保持当前波形发生器不变。其中ωhigh、ωlow取值关系为ωhigh>ωlow，本实施例中，ωhigh为150hz，ωlow为130hz。

波形发生器的具体选择方法还可以通过以下方式实现：

具体使用时，根据直交流转换电路6输出功率pinv决定使用哪种波形发生器。具体地，当电机频率pinv>phigh时选择波形发生器2，当电机频率pinv<plow时选择波形发生器1，当plow≦pinv≦phigh时，保持当前波形发生器不变。其中phigh、plow取值关系如下，phigh>plow，本实施例中，phigh为1100w，plow为900w。

直交流转换电路6功率根据以下公式计算：

pinv＝vuiu+vviv+vwiw

其中，vu，vv，vw分别为直交流转换电路6u、v、w三相电压指令，iu、iv、iw分别为电机三相实际电流。

在本发明的实施例中，电容电流补偿单元可根据以下公式计算补偿电流：

其中，θge为所述输入电压相位估计值，c为并联在所述逆变电路的输入端之间的电容容值，vpeak为所述交流电源的电压幅值，ωin为所述交流电源的电压频率，p为电机极对数，ke为电机反电势系数，ld、lq分为为dq轴电感，id_ref为d轴电流指令值，ωe为电机转子速度。

在本发明的一个实施例中，设定相位参数θd可为电流死区所对应的相位，默认可取0.1～0.2rad。

结合图4，在本发明的实施例中，控制部2包含转矩补偿模块，用于检测电机转子速度波动，并根据速度转矩波动计算转矩补偿电流值，实现脉动负载抑制，具体地，根据估算电机电磁转速ωe和电机指令电磁转速ωeref，计算电机电磁转速波动，再转化为机械转速波动ωmrip。

ωerip＝ωe-ωeref

ωmrip＝ωerip/p

其中，ωe为估算电机电磁转速，ωeref表示电机指令电磁转速，p表示极对数。

将ωmrip看成机械转速的函数，并进行傅里叶变换：

忽略二次以上高频波形成分，只保留基波时，可简化为：

由此获得基波系数aωc和aωs。

在加入角度滞后补偿atan(thfωm)，计算获得转矩补偿tc。

其中，k为转矩补偿增益系数。

初始电流计算单元用于tp累加tc后乘以波形发生器wf生成新的转矩指令te，te除以电机反电动势常数ke后得到q轴电流初始指令值iq_ref0：

q轴电流初始指令值iq_ref0加上电容电流补偿模块输出的电流指令值iqcc，得到q轴的电流指令值iq_ref1。

iq_ref1＝iq_ref0+iqcc。

结合图5，所述控制部2还包含弱磁控制模块，用于计算d轴弱磁电流指令id_ref1：

具体地，所述弱磁控制模块包括：弱磁控制器，所述弱磁控制器用于对所述逆变电路的最大输出电压与所述逆变电路的输出电压幅值之差进行控制以获得d轴电流指令初始值；限幅单元，所述限幅单元用于对所述d轴电流指令初始值进行限幅处理以获得所述d轴电流指令。

进一步地，所述弱磁控制器根据以下公式计算所述d轴电流指令初始值：

其中，id0为所述d轴电流指令初始值，ki为积分控制系数，v1为所述逆变电路的输出电压幅值，vd为d轴电压，vq为q轴电压，vmax为所述逆变电路的最大输出电压，vdc为电机的直流母线电压。

进一步地，为防止电机退磁，需限制id_ref1不能低于退磁电流idemag。此外，为提升驱动效率，d轴电流指令需小于或等于mtpa控制对应的d轴电流imtpa。因此，限幅单元根据以下公式获得所述d轴电流指令：

其中，idemag为所述电机退磁电流限制值。

结合图6，进一步本实施例根据获得dq轴电流指令id_ref1和iq_ref1进行限幅控制，使满足具体地，根据以下公式计算最终dq轴电流指令：

其中，imax为直交流转换电路6允许输出的最大电流值。

进一步地，本实施例根据获得dq轴电流指令id_ref和iq_ref，以及检测并计算得到的dq实际的电流id和iq，分别对d轴电流和q轴电流做pi控制，再加入解耦后计算得到dq轴电压指令vd和vq，并且此控制部的特殊之处在于引入的抗饱和控制，当电压指令超出驱动器的输出范围时，能够自动限制电压输出，具体控制框图如图7所示。图7为dq轴电压生成和抗饱和控制模块，抗饱和控制工作原理为：d轴电流指令id_ref和d轴实际电流id做差后进行pi控制，再累加解耦控制-ωelqiq得到d轴初始电压指令值类似地，q轴电流指令iq_ref和d轴实际电流iq做差后进行pi控制，再累加解耦控制ωeldid+ωeψf得到q轴初始电压指令值计算和的模vm，并根据如下公式计算出最终电压指令值：

其中，vmax为控制器能够输出的最大电压值。

进一步地，将反馈到d轴电流积分，将反馈到q轴电流积分，用于在下一计算周期补偿电压。

进一步地控制部2再通过坐标转换得到αβ轴电压指令vα和vβ，之后再转换为u、v、w三相电压指令vu、vv、vw，最后计算出与vu、vv、vw等效的脉冲tu、tv、tw，并通过逆变器输出到电机。

具体地，可根据以下公式计算q轴电压指令和d轴电压指令：

其中，vq为q轴电压指令，vd为d轴电压指令，kdp和kdi分别为d轴电流控制比例增益与积分增益，kqp和kqi分别为q轴电流控制比例增益与积分增益，ωe为电机转速，ke为电机反电势系数，ld和lq分别为d轴和q轴电感，表示x(τ)在时间上的积分，vmax为逆变电路的最大输出电压，vm表示电机d轴电压指令和q轴电压指令的矢量和。

在获取到q轴电压指令vq和d轴电压指令vd后，可根据电机转子角度θ对vq和vd进行park逆变换，得到固定坐标系上的电压指令vα和vβ，具体变换公式如下：

vα＝vdcosθ-vqsinθ

vβ＝vdsinθ+vqcosθ

其中，θ为电机转子角度，在此可取上述的转子角度估计值θest。

进一步地，可根据固定坐标系上的电压指令vα和vβ进行clark逆变换，得到三相电压指令vu、vv和vw，具体变换公式如下：

vu＝vα

然后占空比计算单元可根据直流母线电压和三相电压指令进行占空比计算，得到占空比控制信号，即三相占空比tu、tv和tw，具体计算公式如下：

tu＝(vu+0.5vdc)/vdc

tv＝(vv+0.5vdc)/vdc

tw＝(vw+0.5vdc)/vdc

其中，vdc为直流母线电压。

以该占空比控制信号实时控制逆变电路的开关，实现了对电机的控制。

根据本发明实施例的电容小型化电机驱动装置，通过输入电压相位检测锁相环模块和位置/速度估计器等获得相关参数，设计两种波形发生器，设计负载转矩补偿模块，计算出q轴电流指令和d轴电流指令，然后进一步获取q轴电压指令和d轴电压指令，并生成占空比控制信号，从而通过占空比控制信号控制逆变电路以对电机进行控制。由此，能够根据系统运行状态自动切换波形发生器，兼顾谐波优化和压机相电流峰值优化，使电机的输入电流波形满足谐波要求，并根据速度波动，计算负载转矩补偿值，累加在转矩指令，实现系统转矩补偿和调速系统的稳定运行。

以上对本发明所提供的一种电容小型化电机驱动装置，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。