一种多相电机容错在线切通道过渡过程控制方法与流程

本发明属于交流电机控制技术领域，具体涉及一种多相电机多通道运行容错在线切通道过渡过程控制方法，以实现电机多通道快速、平稳、安全的容错在线切通道过渡过程穿越运行，应用于船舶推进、轨道牵引、矿山机械传动、冶金轧钢、风机泵类调速、风力发电等大功率机电能量转换场合。

背景技术：

随着电力电子器件与技术发展，功率变换器可突破传统三相模式而采用多相模式，使电机摆脱电网相数的限制。

与三相电机相比，多相电机(相数m>3)的显著优势在于：其一，采用多相模式可以使用低电压和功率等级器件实现低压大功率传动系统，供电电压受限的大功率应用场合；其二，随着相数的增加，电机基波电流产生的空间谐波磁动势的次数提高而幅值减小，从而使得转矩脉动频率增加且幅值减小，电机运行的效率也得到提高，振动噪声也得到改善；其三，由于多相电机相数的冗余，当多相电机或者变换器的一相或者几相出现故障时，通过调整控制策略实现降额容错运行，提高了电机运行的可靠性；其四，由于电机的可控维数等于电机的独立相数。

所以，多相电机的控制自由度更多，控制更灵活。例如对于整距绕组多相电机，以低次谐波注入的方式实现非正弦供电，使得气隙磁场分布为平顶波，提高铁心材料利用率，增加电机功率和转矩密度。鉴于此，多相电机系统在船舶推进、轨道牵引、矿山机械传动、冶金轧钢、风机泵类调速、风力发电等大功率机电能量转换领域具有广阔的应用价值，多相电机控制技术的研究亦由此展开。

多相电机经典的控制策略包括磁场定向矢量控制、直接转矩/功率控制等。其中矢量控制通过坐标变换对磁链和电磁转矩分别采用闭环控制，实现磁场和电流的解耦，具有良好的动静态性能；而直接控制勿需繁缛的坐标变换，通过磁链和转矩/功率的直接跟踪，具有较高的动态性能和鲁棒性。

然而，掣肘于电机相数和控制维数的增加，多相系统也存在控制策略复杂和单一功率变换器控制系统庞大等缺点，增加了系统研制技术难度，其发展受到制约。

多相电机多通道控制的思路是利用多套功率变换器驱动一台电机，将技术难度高的多相整体驱动转化为技术成熟的多通道分散驱动，这不仅较好的解决了多相系统复杂的技术难题，还因其各通道变换器是独立单元，提高了系统冗余和容错性。这种控制思路独辟蹊径，成为多相电机系统研究热点。

为充分发挥多相系统高可靠性优势，要求系统在某一或几通道故障时能在线切通道不停机运行，然而，电机是一个电磁耦合的整体，在通道故障或切通道瞬态过程中，由于电机定子绕组电压电流突变，导致定子绕组暂态磁链变化，在剩余运行通道中产生冲击电流和母线过电压，引发故障停机，使在线切通道失败。例如某通道定子绕组单相对地或相间短路导致机端电压骤变，会在电机中产生负序和瞬态直流静止磁场，导致转子绕组或其余定子绕组感应出较高反电势，产生瞬态较大电流，引起电磁转矩剧变、脉动和振荡，直流母线电压泵升，引发过流或过压等故障，甚至损坏系统元部件。

目前，尚缺乏对于正常、故障、容错工况之间进行过渡过程控制的详细研究，导致容错运行还难以应用到实际工程中。容错在线切通道过渡过程中，各通道如何独立保护和协调控制，是伴随着电机采用多通道模式而出现的迫在眉睫的新问题，对此进行分析进而寻求解决方法既具理论意义又有实用价值。

技术实现要素：

本发明的目的在于提出一种多相电机多通道运行容错在线切通道过渡过程控制方法，能够在某一或几通道故障时，容错在线切通道不停机运行；在通道故障及故障通道被切除过程中，对剩余运行通道实施变换器直流母线电压的稳定控制、变换器桥臂和电机的分流保护、以及多相电机灭磁综合协调控制；迅速抑制定子磁链暂态分量对电机的影响，抑制和加快衰减通道的浪涌冲击电流，以实现电机多通道快速、平稳、安全的容错在线切通道过渡过程穿越运行。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种多相电机容错在线切通道过渡过程控制方法，基于与多相电机桥臂及绕组连接的多个变换器通道，包括对非故障通道变换器的直流母线电压稳定控制，对非故障通道变换器桥臂及定子绕组的过流保护，以及对多相电机在过渡过程中实施灭磁控制；所述非故障通道变换器的直流母线电压稳定控制采用稳压电路将直流母线电压限制在安全合理范围之内，稳压电路通过储能电路吸收或释放直流母线能量，稳压电路通过泄荷电路释放直流母线上的过电压能量，所述的储能电路设有电压型储能介质，并采用三电平多重移相直流双向电压源变换器作为直流母线与储能介质的能量转换控制接口，降低开关器件电压和电流应力，提高纹波滤波品质，减小滤波器，并可以容错运行，所述的泄荷电路采用斩波器拓扑；所述非故障通道变换器桥臂及定子绕组的过流保护采用被动式分流电路为瞬态冲击浪涌电流提供通路，使流过剩余非故障通道定子绕组的冲击浪涌电流从变换器旁路转移出来，消耗在限流电阻上；所述的灭磁控制在非故障通道中产生与故障通道定子暂态磁链反相位的磁链分量，抵消故障通道定子磁链的暂态分量；系统通道故障及在线切通道过渡过程对电机的冲击抑制衰减后，多相电机非故障通道容错运行。

进一步，所述的三电平多重移相直流双向电压源变换器为二极管箝位三电平多重移相直流双向电压源变换器，其电路拓扑为：开关管sj1、sj2在节点aj串联构成上支路桥臂pj，开关管sj3、sj4在节点bj串联构成下支路桥臂nj，j为桥臂编号，j∈[1,k]，k为桥臂总数，k≥2，下支路桥臂串联构成一个完整桥臂，上支路桥臂pj与上均压电容cp并联，下支路桥臂nj与下均压电容cn并联，上支路桥臂节点aj分别接滤波均流电感lpj，下支路桥臂节点bj分别接滤波均流电感lnj，上下支路电路在节点o串联后，并联在正负直流母线p、n上，上下支路电路是对称的，所有上支路滤波均流电感在节点e并联后接储能介质正极，所有下支路滤波均流电感在节点f并联后接储能介质负极。开关管由全控电力电子器件反并联二极管构成；直流变换器实施直流母线电压udc及上支路滤波均流电感总电流ilp即储能介质电流的双闭环控制，通过调节器实现快速跟踪和无差调节，维持直流环节稳定；直流母线电压udc控制环为外环，直流母线电压调节器输出限幅后作为滤波均流电感总电流ilp的参考指令，定义上支路滤波均流电感总电流ilp流入直流母线即流出储能介质的方向为正，上支路滤波电感总电流调节器输出信号绝对值均分作为斩波器各桥臂共同的参考调制波d，将各桥臂的载波的相位顺序错开2π/k，则各桥臂功率开关器件的通断时间、电压、电流的相位相差2π/k；各桥臂根据二极管箝位三电平直流脉宽调制技术产生功率开关器件占空比，上支路滤波均流电感总电流参考指令小于零，变换器功率开关器件sj1、sj4按三电平直流脉宽调制占空比触发，功率开关器件sj2、sj3封锁，储能电路吸收直流能量，上支路滤波均流电感总电流参考指令大于零，变换器功率开关器件sj2、sj3按三电平直流脉宽调制占空比触发，开关器件sj1、sj4封锁，储能电路释放直流能量；二极管箝位三电平变换器上下支路实施均压控制：上下均压电容连接中点o电位与直流母线电压一半的差值整定后作为占空比修正信号，上支路滤波电感总电流参考指令小于零时，开关器件sj4占空比加修正信号，开关器件sj1占空比减修正信号，上支路滤波电感总电流参考指令大于零时，开关器件sj3占空比加修正信号，开关器件sj2占空比减修正信号；直流变换器各重桥臂实施均流控制：各桥臂电流与桥臂平均电流的差值整定后作为占空比修正信号，各桥臂导通开关管占空比减修正信号。

进一步，所述的泄荷电路为采用箝位二极管、全控开关管、电容和耗能电阻组成的二极管箝位式开关器件串联型斩波器拓扑：支路1由开关管s1和二极管d1在节点a串联，并联电容c1作为上支路，支路2由二极管d2和开关管s2在节点b串联，并联电容c2作为下支路，支路1和支路2在o点串联后并连接在直流母线上，节点ab作为输出接泄荷耗能电阻；泄荷电路的控制器采用滞回的方式决定泄荷电路中的功率开关器件导通或者关断：以直流母线电压udc作为输入，若直流母线电压低于直流环节安全下限阈值电压，开关管s1、s2封锁，泄荷电路关闭，若直流母线电压高于或等于直流环节安全上限阈值电压，开关管s1、s2导通，泄荷电路导通；

串联开关器件采用无源器件二极管d1、d2箝位，实施均压控制，降低功率开关器件电压应力，若均压电容c2电压即o点电位与直流母线电压一半的差值高于上限阈值，开关管s1封锁，s2导通，若均压电容c2电压即o点电位与直流母线电压一半的差值低于下限阈值，开关管s2封锁，s1导通，即均压控制采用滞回的方式决定功率开关器件导通或者关断。

进一步，所述的分流电路为多相(相数为一个通道的相数)半控功率开关器件和限流电阻组成的被动式拓扑，采用多相双向晶闸管开关型，或多相晶闸管桥整流型，或多相晶闸管和二极管混合桥整流型，或多相二极管整流接晶闸管型；各通道分流电路的控制器在变换器桥臂及定子绕组电流iac高于或等于变换器桥臂及定子绕组安全限值电流时，分流电路开关器件触发，分流电路导通，同时关断变换器中所有器件，使暂态浪涌冲击电流流过限流电阻，而旁路变换器，利用限流电阻消耗绕组多余的能量，加快绕组暂态浪涌电流的衰减。

所述的一种多相电机容错在线切通道过渡过程控制方法，对于z个通道的多相电机系统，x个通道故障，变换器剩余y个运行通道在故障及在线切通道过渡过程中实施电机灭磁控制，通过对灭磁参考量的控制，在剩余通道定子绕组中产生与x个故障通道定子暂态磁链反相位的电流空间矢量以及相应的磁链分量，抵消故障通道定子磁链的暂态分量对电机的影响，利用绕组电阻对被切除通道绕组磁链暂态分量进行最终灭磁；灭磁控制基于电机转子磁场定向矢量控制，在转子磁场定向同步旋转坐标系进行；观测x个故障通道定子磁链ψx_dq，下标d，q分别表示转子磁场定向的基波同步旋转坐标系d轴和q轴参数，x表故障通道，y表剩余运行通道，故障通道定子磁链的正序基波、暂态直流和负序分量分别表征为直流量、角频率为-ω和-2ω的交流量，ω为基波角频率，采用低通滤波器技术分离和提取故障通道定子磁链暂态直流和负序分量ψx_dq_dc-，低通滤波器滤除故障通道定子总磁链中分别表征为角频率为-ω和-2ω交流量的暂态直流和负序分量，得到表征为直流量故障通道正序基波分量磁链，则故障通道定子磁链暂态直流和负序分量为定子总磁链和定子正序基波分量磁链差值，如下式：

ψx_dq_dc-＝ψx_dq-ψx_dq_+

其中，下标dc，+和－分别代表直流、正序和负序分量；

低通滤波器采用一阶或二阶滤波器，分别具有如下形式：

其中，τ为滤波时间常数，ωc为截止角频率，ωc取ωc≈ω/2，ωcτ＝1，ξ为阻尼系数，二阶滤波器相对于一阶滤波器具有更窄的过渡带宽；

剩余通道定子磁链抵消故障通道定子磁链的暂态分量，则故障通道定子磁链的暂态直流和负序分量ψx_dq_dc-的负数即为剩余运行通道定子绕组磁链抵消补偿量给定参考，如下式所示：

由定子磁链和电流关系，得到表征为角频率为-ω和-2ω交流量的剩余运行通道定子灭磁电流给定参考值

其中，ly_dq为剩余非故障通道等效定子励磁电感矩阵，为定子自感矩阵；

剩余通道灭磁电流参考值叠加在原正常运行正序基波电流给定参考值得到剩余通道定子绕组电流合成给定参考值：

剩余通道定子绕组电流给定参考值限幅后作为剩余运行通道电流参考指令调节；

在转子磁场定向同步旋转坐标系，磁链及电流的基波正序分量表征为直流量，磁链及电流暂态直流和负序分量给定参考表征为角频率为-ω和-2ω的交流量，采用比例(p)+复系数积分(ci)+多重(m)降阶(一阶)矢量谐振(广义积分)(rovi)调节器，对正序、直流和负序分量表征为的一系列直流和交流量，提供足够大的幅值增益，统一进行无静差精准解耦控制，并引入截止角频率为ωcf的谐振带宽系数，降低频率敏感性，提高控制鲁棒性，保证控制精度和瞬态性能；

采用调节器具备如下形式：

式中，k为增益系数，下标p、i、r分别表示比例、积分、谐振系数，下标cf表示为谐振带宽截止角频率系数，j表示为虚部，等式右边前两项，采用p+ci调节器控制定子电流基波分量；第三、四项，分别采用rovi调节器，利用一阶矢量谐振(广义积分)器的频率和相序识别选择性，仅分别解耦调节定子电流直流和负序分量，在同步坐标系中分别表征为负序一次和负序二次谐波分量，ωa为耦合角频率，当控制电机为感应电机时，ωa为转差角频率ωs，当控制电机为同步电机时，ωa为同步角频率ω。

本发明的有益效果是：

本发明控制方法，能够在某一或几通道故障时，容错在线切通道不停机运行；在通道故障及故障通道被切除过程中，稳定直流环节电压在安全合理范围之内，限制剩余非故障通道定子绕组浪涌电流小于最大暂态峰值电流，迅速抑制定子磁链暂态分量对电机的影响，抑制和加快衰减通道的浪涌冲击电流，以实现电机多通道快速、平稳、安全的容错在线切通道过渡过程穿越运行，扩大多相电机通道故障及在线切通道瞬态过程的可控运行范围，充分发挥多相电机多通道冗余容错运行而具备高可靠性的优势，提高了电机系统性能。

变换器的直流母线电压控制采用稳压电路将直流母线电压限制在安全合理范围之内，稳压电路通过储能电路吸收或释放直流母线能量，稳压电路通过泄荷电路释放直流母线上的过电压能量；储能介质采用超级电容或化学电池等电压型储能介质，而储能电路采用三电平多重移相直流双向电压源变换器作为直流母线与储能介质的能量转换控制接口；泄荷电路采用二极管箝位式开关器件串联型斩波器拓扑；变换器桥臂及定子绕组的过流保护采用被动式分流电路为瞬态冲击浪涌电流提供通路，使流过剩余非故障通道定子绕组的冲击浪涌电流从变换器旁路转移出来，消耗在限流电阻上；变换器剩余非故障通道在线切通道过渡过程中实施灭磁控制，在剩余通道定子绕组中注入并调节灭磁电流，产生与故障通道定子绕组暂态磁链反相位的电流空间矢量以及相应的磁场分量，抵消被切除故障通道定子绕组磁链的暂态分量对电机的影响。利用绕组电阻对被切除通道定子绕组磁链暂态分量进行最终灭磁。

系统通道故障及在线切通道过渡过程对电机的冲击抑制衰减后，多相电机剩余非故障通道容错运行。

附图说明

图1为本发明控制方法总图；

图2为采用二极管箝位式三电平多重移相双向直流电压源变换器的储能电路拓扑示意图；

图3为采用二极管箝位式三电平多重移相双向直流电压源变换器控制策略示意图；

图4为滤波电感电流连续时，储能电路充电，二极管箝位三电平直流变换器主要工作波形示意图；

图5为滤波电感电流断续时，储能电路充电，二极管箝位三电平直流变换器主要工作波形示意图；

图6为滤波电感电流连续时，储能电路放电，二极管箝位三电平直流变换器主要工作波形示意图；

图7为滤波电感电流断续时，储能电路放电，二极管箝位三电平直流变换器主要工作波形示意图；

图8为采用二极管箝位式开关器件串联型斩波器拓扑的泄荷电路示意图；

图9为采用二极管箝位式开关器件串联型斩波器拓扑的泄荷电路滞环控制方法示意图；

图10为采用多相双向晶闸管开关型被动式拓扑的分流电路示意图；

图11为采用多相晶闸管桥整流型被动式拓扑的分流电路示意图；

图12为采用多相晶闸管和二极管混合桥整流型被动式拓扑的分流电路示意图；

图13为采用多相二极管整流接晶闸管型被动式拓扑的分流电路示意图；

图14为本发明定子磁链的观测示意图；

图15为采用低通滤波器提取故障通道定子磁链暂态直流和负序分量示意图；

图16为多相电机剩余运行通道电流指令参考值计算示意图；

图17为多相电机剩余运行通道电流调节示意图。

具体实施方式

结合附图和实施例对本发明作进一步说明如下：

实施例1

图1所示为本发明的一个基本实施例控制方法总图。

一种多相电机容错在线切通道过渡过程控制方法，基于与多相电机桥臂及绕组连接的多个变换器通道，包括对非故障通道变换器的直流母线电压稳定控制，对非故障通道变换器桥臂及定子绕组的过流保护，以及对多相电机在过渡过程中实施灭磁控制。

所述非故障通道变换器的直流母线电压稳定控制采用稳压电路将直流母线电压限制在安全合理范围之内，稳压电路通过储能电路吸收或释放直流母线能量，稳压电路通过泄荷电路释放直流母线上的过电压能量，所述的储能电路设有电压型储能介质，并采用三电平多重移相直流双向电压源变换器作为直流母线与储能介质的能量转换控制接口，降低开关器件电压和电流应力，提高纹波滤波品质，减小滤波器，并可以容错运行，所述的泄荷电路采用斩波器拓扑。

所述非故障通道变换器桥臂及定子绕组的过流保护采用被动式分流电路为瞬态冲击浪涌电流提供通路，使流过剩余非故障通道定子绕组的冲击浪涌电流从变换器旁路转移出来，消耗在限流电阻上。

所述的灭磁控制在非故障通道中产生与故障通道定子暂态磁链反相位的磁链分量，抵消故障通道定子磁链的暂态分量。

系统通道故障及在线切通道过渡过程对电机的冲击抑制衰减后，多相电机非故障通道容错运行。

实施例2

实施例2为实施例1进一步的实施例。与实施例1不同的是：

所述的储能电路设有电压型储能介质(超级电容或化学电池等)，并采用二极管箝位三电平多重移相直流双向电压源变换器作为直流母线与储能介质的能量转换控制接口，降低开关器件电压和电流应力，提高纹波滤波品质，减小滤波器，并可以容错运行。

实施例3

作为实施例2的更进一步，所述的三电平多重移相直流双向电压源变换器为二极管箝位三电平多重移相直流双向电压源变换器，其电路拓扑为：开关管sj1、sj2在节点aj串联构成上支路桥臂pj，开关管sj3、sj4在节点bj串联构成下支路桥臂nj，j为桥臂编号，j∈[1,k]，k为桥臂总数，k≥2，下支路桥臂串联构成一个完整桥臂，上支路桥臂pj与上均压电容cp并联，下支路桥臂nj与下均压电容cn并联，上支路桥臂节点aj分别接滤波均流电感lpj，下支路桥臂节点bj分别接滤波均流电感lnj，上下支路电路在节点o串联后，并联在正负直流母线p、n上，上下支路电路是对称的，所有上支路滤波均流电感在节点e并联后接储能介质正极，所有下支路滤波均流电感在节点f并联后接储能介质负极。开关管由全控电力电子器件反并联二极管构成。如图2所示。

直流变换器实施直流母线电压udc及上支路滤波均流电感总电流ilp即储能介质电流的双闭环控制，通过调节器实现快速跟踪和无差调节，维持直流环节稳定。直流母线电压udc控制环为外环，直流母线电压调节器输出限幅后作为滤波均流电感总电流ilp的参考指令，定义上支路滤波均流电感总电流ilp流入直流母线即流出储能介质的方向为正，上支路滤波电感总电流调节器输出信号绝对值均分作为斩波器各桥臂共同的参考调制波d，如图3所示，abs为取绝对值函数符号。将各桥臂的载波的相位顺序错开2π/k，则各桥臂功率开关器件的通断时间、电压、电流的相位相差2π/k。

各桥臂根据二极管箝位三电平直流脉宽调制技术产生功率开关器件占空比，上支路滤波均流电感总电流参考指令小于零，变换器功率开关器件sj1、sj4按三电平直流脉宽调制占空比触发，功率开关器件sj2、sj3封锁，储能电路吸收直流能量，上支路滤波均流电感总电流参考指令大于零，变换器功率开关器件sj2、sj3按三电平直流脉宽调制占空比触发，开关器件sj1、sj4封锁，储能电路释放直流能量。

二极管箝位三电平双向直流变换器单桥臂各运行工况主要工作波形如图4-图7所示。图中，ts代表开关周期，ton代表开通时间，toff代表关断时间，虚横线分别为电流、电压平均值。

二极管箝位三电平双向直流变换器单桥臂开关状态表如下表所示。

二极管箝位三电平变换器上下支路实施均压控制：上下均压电容连接中点o电位与直流母线电压一半的差值整定后作为占空比修正信号，上支路滤波电感总电流参考指令小于零时，开关器件sj4占空比加修正信号，开关器件sj1占空比减修正信号，上支路滤波电感总电流参考指令大于零时，开关器件sj3占空比加修正信号，开关器件sj2占空比减修正信号。

直流变换器各重桥臂实施均流控制：各桥臂电流与桥臂平均电流的差值整定后作为占空比修正信号，各桥臂导通开关管占空比减修正信号。

实施例4

图8所示为实施例1进一步的实施例。与实施例1不同的是：

所述的泄荷电路为采用箝位二极管、全控开关管、电容和耗能电阻组成的二极管箝位式开关器件串联型斩波器拓扑，如图8所示，支路1由开关管s1和二极管d1在节点a串联，并联电容c1作为上支路，支路2由二极管d2和开关管s2在节点b串联，并联电容c2作为下支路，支路1和支路2在o点串联后并连接在直流母线上，节点ab作为输出接泄荷耗能电阻；泄荷电路的控制器采用滞回的方式决定泄荷电路中的功率开关器件导通或者关断：以直流母线电压udc作为输入，若直流母线电压低于直流环节安全下限阈值电压udc_l，开关管s1、s2封锁，泄荷电路关闭，若直流母线电压高于或等于直流环节安全上限阈值电压udc_h，开关管s1、s2导通，泄荷电路导通，如图9所示。

串联开关器件采用无源器件二极管d1、d2箝位，实施均压控制，降低功率开关器件电压应力，若均压电容c2电压即o点电位与直流母线电压一半的差值高于上限阈值，开关管s1封锁，s2导通，若均压电容c2电压即o点电位与直流母线电压一半的差值低于下限阈值，开关管s2封锁，s1导通，即均压控制采用滞回的方式决定功率开关器件导通或者关断。

实施例5

图10所示为实施例1进一步的实施例。与实施例1不同的是：

所述的分流电路为多相(相数为一个通道的相数)半控功率开关器件和限流电阻组成的被动式拓扑，此拓扑结构可为多相双向晶闸管开关型。各通道分流电路的控制器在变换器桥臂及定子绕组电流iac高于或等于变换器桥臂及定子绕组安全限值电流时，分流电路开关器件触发，分流电路导通，同时关断变换器中所有器件，使暂态浪涌冲击电流流过限流电阻，而旁路变换器，利用限流电阻消耗绕组多余的能量，加快绕组暂态浪涌电流的衰减。被动式分流电路使用晶闸管作为开关元件，只有在交流电流的过零点或直流电流衰减到零才能关断。

此外拓扑结构可为如图11所示的多相晶闸管桥整流型，图12所示的多相晶闸管和二极管混合桥整流型，以及如图13所示的多相二极管整流接晶闸管型。

实施例6

实施例6为实施例1进一步的实施例。

对于z个通道的多相电机系统，x个通道故障，变换器剩余y个运行通道在故障及在线切通道过渡过程中实施电机灭磁控制，通过对灭磁参考量的控制，在剩余通道定子绕组中产生与x个故障通道定子暂态磁链反相位的电流空间矢量以及相应的磁链分量，抵消故障通道定子磁链的暂态分量对电机的影响，利用绕组电阻对被切除通道绕组磁链暂态分量进行最终灭磁。灭磁控制基于电机转子磁场定向矢量控制，在转子磁场定向同步旋转坐标系进行。观测x个故障通道定子磁链ψx_dq，下标α，β分别表示静止坐标系α轴和β轴参数，下标d，q分别表示转子磁场定向的基波同步旋转坐标系d轴和q轴参数，x表故障通道，y表剩余运行通道，如图14所示，在静止坐标系中采用电压模型法观测定子磁链ψx_αβ，如下式所示：

ψx_αβ＝∫ex_αβdt＝∫(ux_αβ-rx_αβix_αβ)dt

其中，ex_αβ、ux_αβ、ix_αβ分别为静止坐标系中，故障通道定子反电动势、电压、电流，rx_αβ为静止坐标系中故障通道定子电阻矩阵。

再通过静止到旋转坐标变换，得到转子磁场定向同步旋转坐标系中的故障通道定子磁链ψx_dq：

ψx_dq＝tψx_αβ

静止到同步旋转坐标变换矩阵t为如下形式：

坐标变换角度为转子磁链矢量与静止坐标系α轴线的相位角θr。在转子磁场定向同步旋转坐标系中，故障通道定子磁链的正序基波、暂态直流和负序分量分别表征为直流量、角频率为-ω和-2ω的交流量，ω为基波角频率，采用低通滤波器技术分离和提取故障通道定子磁链暂态直流和负序分量ψx_dq_dc-，如图15所示，低通滤波器滤除故障通道定子总磁链中分别表征为角频率为-ω和-2ω交流量的暂态直流和负序分量，得到表征为直流量故障通道正序基波分量磁链，则故障通道定子磁链暂态直流和负序分量为定子总磁链和定子正序基波分量磁链差值，如下式：

ψx_dq_dc-＝ψx_dq-ψx_dq_+

其中，下标dc，+和－分别代表直流、正序和负序分量。

低通滤波器采用一阶或二阶滤波器，分别具有如下形式：

其中，τ为滤波时间常数，ωc为截止角频率，ωc取ωc≈ω/2，ωcτ＝1，ξ为阻尼系数，折衷考虑过渡带宽和频率敏感性，ξ取在0.4-0.8之间。二阶滤波器相对于一阶滤波器具有更窄的过渡带宽。

剩余非故障通道定子磁链抵消故障通道定子磁链的暂态分量，则故障通道定子磁链的暂态直流和负序分量ψx_dq_dc-的负数即为剩余运行通道定子绕组磁链抵消补偿量给定参考，如下式所示：

考虑到在理想控制效果下，同步旋转坐标系中，转子磁场在定子中交链的磁链表征为基波直流量，对表征为角频率为-ω和-2ω交流量的定子暂态直流和负序磁链及参考给定没有贡献，定子暂态直流和负序磁链仅由定子电流产生。

由定子磁链和电流关系，得到表征为角频率为-ω和-2ω交流量的剩余运行通道定子灭磁电流给定参考值

其中，ly_dq为等效定子励磁电感矩阵，为定子自感矩阵。

剩余通道灭磁电流参考值叠加在原正常运行正序基波电流给定参考值得到剩余通道定子绕组电流合成给定参考值如图16所示，如下式：

剩余通道定子绕组电流给定参考值限幅后作为剩余运行通道电流参考指令调节。

在转子磁场定向同步旋转坐标系，磁链及电流的基波正序分量表征为直流量，磁链及电流暂态直流和负序分量给定参考表征为角频率为-ω和-2ω的交流量，采用比例(p)+复系数积分(ci)+多重(m)降阶(一阶)矢量谐振(广义积分)(rovi)调节器，对正序、直流和负序分量表征为的一系列直流和交流量，提供足够大的幅值增益，统一进行无静差精准解耦控制，并引入截止角频率为ωcf的谐振带宽系数，降低频率敏感性，提高控制鲁棒性，保证控制精度和瞬态性能。

比例(p)+复系数积分(ci)调节器传递函数为：

式中，k为增益系数，下标p、i分别表示比例、积分系数，ωa为耦合角频率。

降阶(一阶)矢量谐振(rovi)调节器传递函数为：

式中，k为增益系数，下标r表示谐振系数,ωcf为谐振带宽截止角频率，ωx为谐振角频率。

则采用调节器具备如下形式：

式中，k为增益系数，下标p、i、r分别表示比例、积分、谐振系数，下标cf表示为谐振带宽截止角频率系数，j表示为虚部，等式右边前两项，采用p+ci调节器控制定子电流基波分量；第三、四项，分别采用rovi调节器，利用一阶矢量谐振(广义积分)器的频率和相序识别选择性，仅分别解耦调节定子电流直流和负序分量，在同步坐标系中分别表征为负序一次和负序二次谐波分量，ωa为耦合角频率，当控制电机为感应电机时，ωa为转差角频率ωs，当控制电机为同步电机时，ωa为同步角频率ω。剩余运行通道电流调节如图17所示。剩余运行通道定子电流调节器输出为剩余运行通道定子电压参考通过旋转到静止坐标变换，得到静止坐标系参考给定

同步旋转到静止坐标变换矩阵t-¹为如下形式：

坐标变换角度为转子磁链矢量与静止坐标系α轴线的相位角θr。再由空间电压矢量调制(svpwm)得到剩余运行通道逆变器各功率开关器件占空比，驱动剩余运行通道逆变器功率开关器件。

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护范围之内。