直流-直流转换器的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术，具体涉及一种直流-直流转换器。

背景技术：

开关电容变换器通过开关控制电容的充电和放电，实现电压或电流变换。但是，开关电容变换器只能实现输入输出电压固定变比的变换，同时由于输入电源上不期望的电流脉动较大，使得输出电压也存在脉动。在现有技术中，为了改变输入输出电压的比值变换，同时为了平滑输出电压，通常会在开关电容变换器的前级或者后级串联传统的开关变换器，如图1所示，输入级为开关电容变换器1，输出级则为采用降压型拓扑的开关变换器2。但是在这种电路连接方式中，所有的功率都通过开关变换器传递，电路系统的效率仍存在提升空间。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型实施例提供一种直流-直流变换器，在保证输出电压平滑调整的同时提高电路系统的效率。

本实用新型实施例的直流-直流转换器包括：

开关电容变换器；以及

开关变换器；

其中，所述开关电容变换器和所述开关变换器的输入端口以串联或并联方式中的一种相互连接，输出端口以串联或并联方式中的另一种相互连接。

进一步地，所述开关电容变换器和所述开关变换器的输入端口串联连接且输出端口并联连接。

进一步地，所述开关型变换器和所述开关变换器的输入端口并联连接且输出端口串联连接。

进一步地，所述开关电容变换器为隔离型开关电容变换器或非隔离型开关电容变换器。

进一步地，所述开关电容变换器和所述开关变换器被配置为能够进行双向功率变换的变换器，以使得所述直流-直流转换器能够进行双向调节。

进一步地，所述开关变换器为升压型拓扑、降压型拓扑、升降压型拓扑和反激式开关变换器、Zeta拓扑、Sepic拓扑、Cuk拓扑、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器、LLC变换器的任一种。

进一步地，所述开关电容变换器包括：

N个第一电容，具有相互连接的第一端；

N个第二电容，依次串联连接在所述开关电容变换器的输入端口与所述开关变换器的输入端口之间，或者串联连接在所述开关电容变换器的输出端口与所述开关变换器的输出端口之间；

N个第一开关组，每个所述第一开关组用于将对应的第一电容的第二端选择性地连接到对应的第二电容的第一端或第二端；以及

第二开关组，用于将N个第一电容相互连接的第一端选择性地连接到输出端口的第一端或第二端，或者第二开关组用于将N个第一电容相互连接的第一端选择性地连接到输入端口的第一端或第二端；

其中，所述第一开关组和所述第二开关组受控进行状态切换以使得所述直流-直流转换器的输出电压和输入电压成比例，其中，N为不小于1的自然数。

进一步地，所述开关电容变换器还包括：

至少一个隔离电容，连接在所述开关电容变换器的输出端口的任一端和所述N个第二电容连接的任意一端之间，或者连接在所述开关电容变换器的输入端口的任一端和所述N个第二电容连接的任意一端之间。

进一步地，每个所述第一开关组和所述第二开关组为包括第一开关和第二开关的半桥电路，其中，所述第一开关和所述第二开关的开关状态为互补状态。

进一步地，所述开关变换器包括：

输出电容，连接在所述输出端口的两端。

本实用新型实施例的技术方案通过将开关电容变换器和开关变换器的输入端口以串联或并联方式中的一种相互连接，输出端口以串联或并联方式中的另一种相互连接，减小了经由开关变换器传递的功率，由于开关电容变换器的效率高于开关变换器的效率，由此，可以提高电路系统的效率。同时，由于开关变换器的存在，使得基于本实用新型实施例的直流-直流转换器具有可调的平滑输出，并具有可调的增益。

附图说明

通过以下参照附图对本实用新型实施例的描述，本实用新型的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是一个现有技术的直流-直流转换器的电路图；

图2是本实用新型第一实施例的直流-直流转换器的电路示意图；

图3是本实用新型第一实施例的直流-直流转换器的电路示意图；

图4是本实用新型第一实施例的开关电容变换器的电路示意图；

图5是本实用新型第一实施例的开关电容变换器的电路示意图；

图6是本实用新型第一实施例的开关电容变换器的电路示意图；

图7是本实用新型第二实施例的直流-直流转换器的电路示意图；

图8是本实用新型第二实施例的直流-直流转换器的电路示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本实用新型进行描述，但是本实用新型并不仅仅限于这些实施例。在下文对本实用新型的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本实用新型。为了避免混淆本实用新型的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本实用新型的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2是本实用新型第一实施例的直流-直流转换器的电路示意图。如图2所示，本实施例的直流-直流转换器包括开关电容变换器21和开关变换器22。其中，开关电容变换器21与开关变换器22的输入端口串联连接、输出端口并联连接。

开关电容变换器21为隔离型开关电容变换器或非隔离型开关电容变换器。开关型电容变换器21开环工作，其输入电压与输出电压的关系为：

其中，Vin1为开关电容变换器21的输入电压，Vout1为开关电容变换器21的输出电压，X为一个常量。通过调节开关电容变换器21的输出电压和输入电压的比值X以使得其满足实际电路的需求。

开关变换器22根据电路最终所需的电压调节占空比，采用闭环工作模式，其输入电压与输出电压的关系为：

其中，Vin2为开关变换器22的输入电压，Vout2为开关变换器22的输出电压，D为开关变换器22的控制信号的占空比，M(D)是关于占空比D的函数。

由于开关电容变换器21与开关变换器22的输入端口串联连接、输出端口并联连接，因此本实施例中的直流-直流转换器的输入电压与输出电压满足以下关系：

由于开关电容变换器21的输出端口与开关变换器22的输出端口并联连接，所以Vout1＝Vout2＝Vout。

因此，本实施例的直流-直流转换器的输入电压与输出电压的关系为：

优选地，开关电容变换器21和开关变换器22被配置为能够进行双向功率变换的变换器，以使得本实施例的直流-直流转换器能够进行双向调节。

应理解，开关变换器22可以为升压型拓扑、降压型拓扑、升降压型拓扑、Zeta拓扑、Sepic拓扑、Cuk拓扑、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器和LLC变换器中的任一种。

本实施例的直流-直流转换器通过采用将开关电容变换器与开关变换器的输入端口串联连接、输出端口并联连接的连接方式，使得开关电容变换器与开关变换器同时给输出传递功率，减少了经由开关变换器传递的功率，又由于开关电容变换器的效率高于开关变换器，因此这提高了系统效率。并且本实施例通过调节开关变换器22的占空比来调节输出电压，实现了输出电压的平滑调整，并具有可调的增益。

图3是本实用新型第一实施例的直流-直流转换器的电路示意图。如图3所示，本实施例的直流-直流转换器包括隔离型的开关电容变换器31和开关变换器32。其中，开关电容变换器31和开关变换器32的输入端口串联连接、输出端口并联连接。开关电容变换器31包括两个第一开关组、一个第二开关组、两个第一电容C3和C4、两个第二电容C1和C2以及隔离电容C5。其中，一个第一开关组包括相互串联的开关Q1和Q2，两者组成一个半桥电路。另一个第一开关组包括相互串联的开关Q3和Q4，两者也组成一个半桥电路。第二开关组为相互串联的开关Q5和Q6，两者组成一个半桥电路。第一电容C3和C4的中间端连接到端a。端a连接到由开关Q5和开关Q6组成的半桥电路的中间端b，使得端a可以选择性地连接到电容开关变换器31的输出端口的端o1或接地端。第一电容C3和C4的另一端m1和m2分别连接到开关Q1和开关Q2组成的半桥电路的中间端以及开关Q3和开关Q4组成的半桥电路的中间端。第二电容C1和C2依次串联在开关电容变换器31的输入端口的两端之间(也即，串联连接在端n1和n3之间)。其中，第二电容C1连接在端n1和端n2之间，第二电容C2连接在端n2和端n3之间。由开关Q1和开关Q2组成的半桥电路用于将第一电容C3的端m1选择性地连接到端n1或端n2。由开关Q3和开关Q4组成的半桥电路用于将第一电容C4的端m2选择性地连接到端n2或端n3。

隔离电容C5连接在输入端口的端n3和接地端之间，可选地，隔离电容C5还可以连接在端n2和接地端之间，或端n1和接地端之间。在本实施例中，隔离电容C5的作用是在形成输入端口和输出端口之间的电流回流通路的同时隔离这两个端口。

其中，开关Q1和开关Q2分别由控制信号GH1和GL1控制，开关Q3和开关Q4分别由控制信号GH1和GL1控制。控制信号GH1与GL1反相，这使得开关Q1和开关Q2互补，开关Q3和开关Q4互补。也即，开关Q1和开关Q3同步导通，同时，开关Q2和开关Q4关断，反之，开关Q2和Q4同步导通，开关Q1和开关Q3关断。开关Q5和开关Q6分别由控制信号GH2和GL2控制，且GH2和GL2反相，这使得开关Q5和开关Q6的开关状态互补。同时，控制信号GH2和用于控制两个第一开关组的控制信号GH1同相。也就是说，开关Q1、Q3和Q5同时导通或关断，同时，开关Q2、Q4和Q6处于相反的状态。由此，通过控制信号GH1、GL1、GH2和GL2分别控制开关Q1-Q6进行状态切换以使得开关电容变换器31的输出电压Vout1和输入电压Vin1的比值为一个固定值，也即开关电容变换器31的输出电压Vout1和输入电压Vin1满足以下关系：

开关变换器32包括开关Q7、开关Q8、输出电容C6以及作为磁性元件的电感L。其中，开关Q7和开关Q8依次串联连接在输入端口的一端n3和接地端之间。电感L连接在开关Q7和开关Q8的中间端和输出端口的一端o2之间。输出电容C6连接在输出端口的一端o2和另一端o3(也即接地端)之间。

容易理解，上述开关电容变换器31和开关变换器32的连接方式使得开关电容变换器31与开关变换器32的输入端口串联连接在输入电压Vin的两端之间，开关电容变换器31与开关变换器32的输出端口并联连接在输出端口的两端之间(也即端o2和接地端之间)。

开关Q7和开关Q8分别由控制信号GH3和GL3控制。控制信号GH3和GL3反相，使得开关Q7和开关Q8互补。因此，开关变换器32的输出电压Vout2由输入电压Vin2和控制信号GH3的占空比决定。所以，可以根据期望的输出电压调节控制信号GH3的占空比，使得开关Q7和开关Q8交替导通关断，控制电感L以及电容C6充电和放电的时间以进行功率变换。开关变换器32的输出电压和输入电压满足以下关系：

其中，D为控制信号GH3的占空比，M(D)是关于占空比D的函数。在控制信号GH3和GL3连续时，M(D)＝D。也即，开关变换器32的输出电压与输入电压的比值为开关变换器32的控制信号的占空比的值。

由于开关电容变换器31与开关变换器32的输入端口串联连接、输出端口并联连接，因此本实施例中的直流-直流转换器的输入电压与输出电压满足以下关系：

由于开关电容变换器31的输出端口与开关变换器32的输出端口并联连接，所以Vout1＝Vout2＝Vout。

因此，本实施例的直流-直流转换器的输入电压与输出电压的关系为：

应理解，在本实施例中，开关Q1-Q8采用金属氧化物半导体晶体管(MOSFET)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)也均可以作为本实施例的开关。

本实施例中的开关变换器32为降压型拓扑，但本领域技术人员应理解，根据实际电路的需求，开关变换器32还可以为升压型拓扑、升降压型拓扑、Zeta拓扑、Sepic拓扑、Cuk拓扑、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器和LLC变换器中的任一种。

本实施例的直流-直流转换器通过采用将开关电容变换器与开关变换器的输入端口串联连接、输出端口并联连接的连接方式，使得开关电容变换器与开关变换器同时给输出传递功率，减少了经由开关变换器传递的功率，从而提高了系统效率。并且本实施例通过调节开关变换器的控制信号的占空比来调节输出电压，实现了输出电压的平滑调整，并具有可调的增益。同时，本实施例通过设置隔离电容，可以在不使用变压器的前提下实现输入端口和输出端口隔离，避免了输入电压和输出电容上的电流脉动的影响。

图4是本实用新型第一实施例的开关电容变换器的电路示意图。图5是本实用新型第一实施例的开关电容变换器的电路示意图。图6是本实用新型第一实施例的开关电容变换器的电路示意图。进一步地，本实施例的开关电容变换器可以包括N个第一电容、N个第二电容、N个第一开关组、第二开关组以及至少一个隔离电容，N为不小于1的自然数。

其中，N个第一电容具有相互连接的第一端。N个第二电容依次串联连接在开关电容变换器31的输入端口与开关变换器32的输入端口之间。每个第一开关组用于将对应的第一电容的第二端选择性地连接到对应的第二电容的第一端或第二端。第二开关组用于将N个第一电容相互连接的第一端选择性地连接到输出端口的第一端或第二端。如图4(N＝1)、图5(N＝2)、图6(N>2)所示。其中，开关电容变换器的输出电压与输入电压的比值为：

在开关变换器的控制信号连续时，直流-直流转换器的输出电压与输入电压的关系为：

由此，可以通过改变开关电容变换器中的第一电容、第二电容和第一开关组的个数以及开关变换器的控制信号的占空比来改变直流-直流转换器的输入输出关系以满足实际电路中的输出电压的需求。

图7是本实用新型第二实施例的直流-直流转换器的电路示意图。如图7所示，本实施例的直流-直流转换器包括开关电容变换器71和开关变换器72。其中，开关电容变换器71与开关变换器72的输入端口并联连接、输出端口串联连接。

开关电容变换器71为隔离型开关电容变换器或非隔离型开关电容变换器。开关型电容变换器71开环工作，其输入电压与输出电压的关系为：

其中，Vin1′为开关电容变换器71的输入电压，Vout1′为开关电容变换器71的输出电压，X′为一个常量。在本实施例中，可以通过调节开关电容变换器71的输出电压和输入电压的比值X′来满足实际电路的需求。

开关变换器72根据电路最终所需的电压调节开关变换器72的控制信号的占空比，采用闭环工作模式，其输入电压与输出电压的关系为：

其中，Vin2′为开关变换器72的输入电压，Vout2′为开关变换器72的输出电压，D为开关变换器72的控制信号的占空比，M′(D)是关于占空比D的函数。

由于开关电容变换器71与开关变换器72的输入端口并联连接、输出端口串联连接，因此本实施例中的直流-直流转换器的输入电压与输出电压满足以下关系：

Vout′＝Vout1′+Vout2′＝X′*Vin1′+M′(D)*Vin2′

由于开关电容变换器71的输入端口与开关变换器72的输入端口并联连接，所以Vin1′＝Vin2′＝Vin′。

因此，本实施例的直流-直流转换器的输入电压与输出电压的关系为：

优选地，开关电容变换器71和开关变换器72被配置为能够进行双向功率变换的变换器，以使得本实施例的直流-直流转换器能够进行双向调节。

应理解，开关变换器72可以为升压型拓扑、降压型拓扑、升降压型拓扑、Zeta拓扑、Sepic拓扑、Cuk拓扑、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器和LLC变换器中的任一种。

本实施例的直流-直流转换器通过采用将开关电容变换器与开关变换器的输入端口并联连接、输出端口串联连接的连接方式，使得开关电容变换器与开关变换器同时给输出传递功率，减少了经由开关变换器传递的功率，从而提高了系统效率。并且本实施例通过调节开关变换器72的占空比来调节输出电压，实现了输出电压的平滑调整，并具有可调的增益。

图8是本实用新型第二实施例的直流-直流转换器的电路示意图。如图8所示，本实施例的直流-直流转换器包括隔离型的开关电容变换器81和开关变换器82。其中，开关电容变换器81和开关变换器82的输入端口并联连接、输出端口串联连接。开关电容变换器81包括两个第一开关组、一个第二开关组、两个第一电容C3’和C4’、两个第二电容C1’和C2’以及隔离电容C5’。其中，一个第一开关组包括相互串联的开关Q1’和Q2’。两者组成一个半桥电路。另一个第一开关组包括相互串联的开关Q3’和Q4’。两者也组成一个半桥电路。第二开关组为相互串联的开关Q5’和Q6’。两者组成一个半桥电路。第一电容C3’和C4’的中间端连接到端a’。端a’连接到由开关Q5’和开关Q6’组成的半桥电路的中间端b’，使得端a’可以选择性地连接到电容开关变换器81的输入端口的端in1或接地端。第一电容C3’和C4’的另一端m1’和m2’分别连接到开关Q1’和开关Q2’组成的半桥电路的中间端以及开关Q3’和开关Q4’组成的半桥电路的中间端。第二电容C1’和第二电容C2’依次串联在开关电容变换器81的输出端口的两端之间(也即，串联连接在端n1’和n3’之间)。其中，第二电容C1’连接在端n1’和端n2’之间，第二电容C2’连接在端n2’和端n3’之间。由开关Q1’和开关Q2’组成的半桥电路用于将第一电容C3’的端m1’选择性地连接到端n1’或端n2’。由开关Q3’和开关Q4’组成的半桥电路用于将第一电容C4’的端m2’选择性地连接到端n2’或端n3’。

隔离电容C5’连接在端n3’和接地端之间，可选地，隔离电容C5’还可以连接在端n2’和接地端之间，或端n1’和接地端之间。在本实施例中，隔离电容C5’的作用是在形成输入端口和输出端口之间的电流回流通路的同时隔离这两个端口。

其中，开关Q1’和开关Q2’分别由控制信号GH1’和GL1’控制，开关Q3’和开关Q4’分别由控制信号GH1’和GL1’控制。控制信号GH1’与GL1’反相，这使得开关Q1’和开关Q2’互补，开关Q3’和开关Q4’互补。也即，开关Q1’和开关Q3’同步导通，同时，开关Q2’和开关Q4’关断，反之，开关Q2’和Q4’同步导通，开关Q1’和开关Q3’关断。开关Q5’和开关Q6’分别由控制信号GH2’和GL2’控制，且GH2’和GL2’反相，这使得开关Q5’和开关Q6’的开关状态互补。同时，控制信号GH2’和用于控制两个第一开关组的控制信号GH1’同相。也就是说，开关Q1’、Q3’和Q5’同时导通或关断，同时，开关Q2’、Q4’和Q6’处于相反的状态。由此，通过控制信号GH1’、GL1’、GH2’和GL2’分别控制开关Q1’-Q6’进行状态切换以使得开关电容变换器81的输出电压Vout1’和输入电压Vin1’的比值为一个固定值，也即开关电容变换器81的输出电压Vout1’和输入电压Vin1’满足以下关系：

开关变换器82包括开关Q7’、开关Q8’、输出电容C6’以及作为磁性元件的电感L’。其中，开关Q7’和开关Q8’依次串联连接在输出端口的一端n3’和接地端之间。电感L’连接在开关Q7’和开关Q8’的中间端和输入端口的一端in1之间。输出电容C6’连接在输出端口的一端n3’和接地端之间。

容易理解，上述开关电容变换器81和开关变换器82的连接方式使得开关电容变换器81与开关变换器82的输入端口并联连接在输入电压Vin的两端之间，开关电容变换器81与开关变换器82的输出端口串联连接在输出端口的两端之间(也即端n1’和接地端之间)。

开关Q7’和开关Q8’分别由控制信号GH3’和GL3’控制。控制信号GH3’和GL3’反相，使得开关Q7’和开关Q8’互补。因此，开关变换器82的输出电压Vout2’由输入电压Vin2’和控制信号GH3’以及GL3’的占空比决定。所以，可以根据期望的输出电压调节控制信号GH3’和GL3’的占空比，使得开关Q7’和开关Q8’交替导通关断，控制电感L’以及电容C6’充电和放电的时间以进行功率变换。开关变换器82的输出电压和输入电压满足以下关系：

其中，D为控制信号GH3’的占空比，M′(D)是关于占空比D的函数。在控制信号GH3’和GL3’连续时，M(D)＝1/D。也即，开关变换器82的输出电压与输入电压的比值为开关变换器82的控制信号的占空比的值的倒数。

由于开关电容变换器81与开关变换器82的输入端口并联连接、输出端口串联连接，因此本实施例中的直流-直流转换器的输入电压与输出电压满足以下关系：

Vout′＝Vout1′+Vout2′＝X′*Vin1′+M′(D)*Vin2′

由于开关电容变换器81的输出端口与开关变换器82的输入端口并联连接，所以Vin1′＝Vin2′＝Vin′。

因此，本实施例的直流-直流转换器的输入电压与输出电压的关系为：

应理解，在本实施例中，开关Q1’-Q8’采用金属氧化物半导体晶体管(MOSFET)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)也均可以作为本实施例的开关。

本实施例中的开关变换器82为升压型拓扑，但本领域技术人员应理解，根据实际电路的需求，开关变换器82还可以为降压型拓扑、升降压型拓扑、Zeta拓扑、Sepic拓扑、Cuk拓扑、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器和LLC变换器中的任一种。

本实施例的直流-直流转换器通过采用将开关电容变换器与开关变换器的输入端口并联连接、输出端口串联连接的连接方式，使得开关电容变换器与开关变换器同时给输出传递功率，减少了经由开关变换器传递的功率，从而提高了系统效率。并且本实施例通过调节开关变换器的控制信号的占空比来调节输出电压，实现了输出电压的平滑调整，并具有可调的增益。同时，本实施例通过设置隔离电容，可以在不使用变压器的前提下实现输入端口和输出端口隔离，避免了输入电压和输出电容上的电流脉动的影响。

进一步地，开关电容变换器81可以包括N个第一电容、N个第二电容、N个第一开关组、第二开关组以及至少一个隔离电容，N为不小于1的自然数。

其中，N个第一电容具有相互连接的第一端。N个第二电容依次串联连接在开关电容变换器81的输出端口与开关变换器82的输出端口之间。每个第一开关组用于将对应的第一电容的第二端选择性地连接到对应的第二电容的第一端或第二端。第二开关组用于将N个第一电容相互连接的第一端选择性地连接到输入端口的第一端或第二端。其中，开关电容变换器的输出电压与输入电压的比值为：

在开关变换器的控制信号连续时，直流-直流转换器的输出电压与输入电压的关系为：

由此，可以通过改变开关电容变换器中的第一电容、第二电容和第一开关组的个数以及开关变换器的控制信号的占空比来改变直流-直流转换器的输入输出关系以满足实际电路中的输出电压的需求。

以上所述仅为本实用新型的优选实施例，并不用于限制本实用新型，对于本领域技术人员而言，本实用新型可以有各种改动和变化。凡在本实用新型的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。