分励脱扣器及断路器的制作方法

本发明创造涉及低压电器领域，特别是涉及一种分励脱扣器及具有该分励脱扣器的断路器。

背景技术：

分励脱扣器是一种远距离控制附件，分励脱扣器通常包括衔铁以及用于驱动衔铁动作的分励线圈，分励脱扣器通常用于断路器中，分励线圈可以驱动衔铁使断路器分闸以断开电气电路，但由于分励脱扣器具有短时工作制的特点，分励线圈的通电时间如果超过1秒则容易被烧毁，因此现有技术通常为分励线圈串联一个微动开关，在断路器分闸后通过断路器的结构件联锁传动微动开关，使微动开关从闭合状态转换成断开状态，以停止电源为分励线圈供电，防止分励线圈由于通电时间过长导致烧毁。但在实际使用时，常常会由于分励脱扣器、微动开关、结构件或联锁传动机构安装不到位，使零件卡滞从而导致微动开关无法正常停止为分励线圈供电，分励脱扣器和断路器的可靠性均无法得到保障。

技术实现要素：

本发明创造的目的在于克服现有技术的缺陷，提供一种结构简单、可靠性高的分励脱扣器。

为实现上述目的，本发明创造采用了如下技术方案：

一种分励脱扣器，其包括电源处理电路、控制电路和分励线圈T1，电源处理电路为控制电路和分励线圈T1供直流电，控制电路包括串联电容C2、第一串联电阻R6和可控开关器件，串联电容C2与第一串联电阻R6串联后连接在电源处理电路的两个输出端之间，分励线圈T1的一端与电源处理电路的输出端连接，可控开关器件连接在分励线圈T1的另一端与电源处理电路另一端的输出端之间，可控开关器件的控制端与第一串联电阻R6的一端连接。

可选的，所述可控开关器件为MOS管Q1,MOS管Q1的栅极作为控制端与第一串联电阻R6的一端连接，MOS管Q1的漏极与电源处理电路的负极输出端连接，MOS管Q1的源极与分励线圈T1的一端连接，分励线圈T1的另一端与电源处理电路的正极输出端连接。

可选的，所述可控开关器件为三极管Q2，三极管Q2的基极作为控制端与第一串联电阻R6的一端连接，三极管Q2的发射极与电源处理电路的负极输出端连接，三极管Q2的集电极与分励线圈T1的一端连接，分励线圈T1的另一端与电源处理电路的正极输出端连接。

可选的，所述三极管Q2的基极通过IC1模块电路与第一串联电阻R6的一端连接，IC1模块电路用于将电压转换为电流以驱动三极管Q2。

可选的，所述串联电容C2与电源处理电路输出端之间串联有第二串联电阻2。

可选的，所述第一串联电阻R6的两端并联有稳压二极管D2或TVS管。

可选的，所述分励线圈T1的两端并联有续流二极管D3。

可选的，所述第一串联电阻R6的两端并联有滤波电容C3。

可选的，电源处理电路包括EMC保护电路和整流电路。

可选的，所述电源处理电路包括EMC保护电路和整流电路，整流电流包括整流桥D1，EMC保护电路包括连接在整流桥D1的两个输入端之间的压敏电阻RV1。

可选的，所述整流桥D1的两个输出端之间并联有滤波电容C1。

可选的，所述滤波电容C1的两端并联有泄放电阻。

可选的，所述整流桥D1包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管，第一整流二极管的负极与第二整流二极管的正极连接，并在第一整流二极管与第二整流二极管之间引出1管脚，第三整流二极管的负极与第四整流二极管的正极连接，并在第三整流二极管和第四整流二极管之间引出2管脚，整流桥D1的1管脚和2管脚分别与电源的两端连接，第一整流二极管的正极与第三整流二极管的正极连接，并在第一整流二极管与第三整流二极管之间引出4管脚，第二整流二极管的负极与第四整流二极管的负极连接，并在第二整流二极管与第四整流二极管之间引出3管脚，3管脚作为整流桥D1的正极输出端与第二串联电阻2和分励线圈T1连接，第二串联电阻2与串联电容C2连接，4管脚作为整流桥D1的负极输出端与第一串联电阻R6和可控开关器件的输出端连接；滤波电容C1的两端分别与整流桥D1的3管脚和4管脚连接；泄放电阻包括串联的电阻R1、电阻R2和电阻R3。

可选的，所述第二串联电阻包括串联的电阻R4和R5。

可选的，所述IC1模块电路包括连接在三极管Q2的基极与第一串联电阻R6之间的电阻R7。

本发明创造还提供了一种断路器，包括所述的分励脱扣器，所述分励脱扣器包括衔铁，分励脱扣器的分励线圈T1通电时，分励线圈T1驱动衔铁动作使断路器分闸。

本发明创造的分励脱扣器，不需要微动开关控制分励线圈T1的通电和断电，而是通过电子电路利用串联电容C2“通交流阻直流”的特点配合可控开关器件控制分励线圈T1的通电和断电，不仅结构简单、成本低，而且够在高温度、高湿度的条件下工作，适应断路器的工作环境。此外，在分励线圈T1断电时，续流二极管D3为分励线圈T1电流继续流动提供途径，使残余能量在分励线圈T1与续流二极管D3组成的回路中较为平缓地自我消耗掉，防止残余能量以火花形式释放，使断路器开关得到有效保护。此外，通过调整第一串联电阻R6和第二串联电阻2能够调整MOS管Q1的驱动电压，以适用于不同功率的断路器。

附图说明

图1是本发明创造分励脱扣器的电路框图；

图2是本发明创造分励脱扣器的第一种实施方式；

图3是本发明创造图2的电路中增加滤波电容C3后的电路图；

图4是本发明创造分励脱扣器的第二种实施方式；

图5是本发明创造IC1模块电路的一种实施方式；

图6是本发明创造图2的电路中第一串联电阻R6两端电压的波形示波图；

图7是本发明创造图3的电路中第一串联电阻R6两端电压的波形示波图。

具体实施方式

以下结合附图1至7给出的实施例，进一步说明本发明创造的分励脱扣器及具有该分励脱扣器的断路器的具体实施方式。本发明创造的分励脱扣器及具有该分励脱扣器的断路器不限于以下实施例的描述。

断路器通常包括动触点、静触点、操作机构和分励脱扣器，动触点和静触点分别接入电气电路，操作机构能够带动动触点与静触点接触或分离以导通或断开电气电路，如图1所示，分励脱扣器包括电源处理电路、控制电路、分励线圈T1和衔铁(图中未示出)，分励线圈T1通电时能够产生电磁力驱动衔铁克服复位弹簧的作用力动作，衔铁弹出并推动操作机构，操作机构驱动断路器分闸以断开电气电路。所述电源处理电路分别为控制电路和分励线圈T1供直流电，控制电路包括串联电容C2、第一串联电阻R6和可控开关器件，可控开关器件可以是MOS管Q1(图2)，也可以是三极管Q2(图6)，串联电容C2和第一串联电阻R6串联后连接在电源处理电路的两个输出端之间，分励线圈T1的一端与电源处理电路的一个输出端连接，可控开关器件连接在分励线圈T1的另一端与电源处理电路另一端的输出端之间，可控开关器件的控制端与第一串联电阻R6的一端连接，即可控开关器件的控制端连接在串联电容C2与串联电阻R6之间，控制端能够根据第一串联电阻R6的电压使可控开关器件导通和断开，当可控开关器件导通时，电源处理电路为分励线圈T1供电，分励线圈T1中通过电流并产生驱动衔铁动作的电磁力，当可控开关器件断开时，电源处理电路停止为分励线圈T1供电。由于第一串联电阻R6与串联电容C2串联，利用串联电容C2“通交流阻直流”的特点，虽然串联电容C2会阻断电源处理电路输出的直流电，但是在直流电的上电初期，电压从无到有的短暂过程中相当于交流电，因此串联电容C2能够使直流电短暂通过并让第一串联电阻R6分得电压，同时通过控制端导通可控开关器件，使电流通过分励线圈T1驱动衔铁动作，随着串联电容C2的充电趋于完成，串联电容C2上的电压变化逐渐减少，当第一串联电阻R6上的分压不足以导通可控开关器件时，可控开关器件断开使电源处理电路停止为分励线圈T1供电，利用串联电容C2“阻直流”的特点，串联电容C2在充满电后会一直保持在断开直流电的状态，保证可控开关器件断开以防止电流通过分励线圈T1，即使分励脱扣器长时间通电，也不会损坏分励线圈T1。本发明创造的分励脱扣器不需要通过微动开关控制分励线圈T1的通电和断电，而是通过电子电路利用串联电容C2“通交流阻直流”的特点配合可控开关器件控制分励线圈T1的通电和断电，不仅结构简单、成本低，而且够在高温度、高湿度的条件下工作，适应断路器的工作环境，此外，通过调整串联电容C2的电容值可以调整分励线圈T1的通电时间，适用性更广泛。

参阅图2示出分励脱扣器的第一种实施方式，本实施方式中的可控开关器件为MOS管Q1，MOS管Q1的栅极作为控制端与第一串联电阻R6的一端连接，MOS管Q1的漏极作为输出端与第一串联电阻R6的另一端连接并且与电源处理电路的负极输出端连接，MOS管Q1的源极作为输入端与分励线圈T1的一端连接，分励线圈T1的另一端与电源处理电路的正极输出端连接，当MOS管Q1的栅极上的电压高于一定值时能够驱动MOS管Q1的源极和漏极之间导通，使分励线圈T1中通过电流以驱动衔铁动作。MOS管Q1由于是电压驱动控制器件，因此可以直接与第一串联电阻R6连接，具有结构简单的特点。

参阅图4示出分励脱扣器的第二种实施方式，本实施方式中的可控开关器件为NPN结构的三极管Q2，三极管Q2的基极作为控制端与第一串联电阻R6的一端连接，三极管Q2的发射极作为输出端与第一串联电阻R6的另一端连接并且与电源处理电路的负极输出端连接，三极管Q2的集电极作为输入端与分励线圈T1的一端连接，分励线圈T1的另一端与电源处理电路的正极输出端连接，当三极管Q2的基极上的电流高于一定值时驱动三极管Q2的集电极和发射极之间导通，使分励线圈T1中通过电流以驱动衔铁动作。本实施方式的可控开关器件采用三极管Q2具有价格低廉的特点，能够有效降低生产成本。

进一步的，所述三极管Q2的基极通过IC1模块电路与第一串联电阻R6的一端连接，IC1模块电路能够将电压转换成电流，由于三极管Q2是电流驱动控制器件，当基极上的电流不足以使集电极和发射极之间导通时，IC1模块电路能够将第一串联电阻R6上的电压转换为电流并通过栅极导通集电极和发射极，防止在上电初期基极上的最大电流不足以导通集电极和发射极。参阅图5示出IC1模块电路的一种实施方式，IC1模块电路为连接在三极管Q2的基极与第一串联电阻R6一端之间的电阻R7，当然，IC1模块电路也可以是比较器电路或专用芯片等。此外，如果在上电初期基极的电流足够导通集电极和发射极，也可以不设置IC1模块电路，都属于本发明创造的保护范围。

如图2所示，所述分励线圈T1的两端并联有续流二极管D3，续流二极管D3的负极与分励线圈T1的一端连接后与电源处理模块的正极输出端连接，续流二极管D3的正极与分励线圈T1的另一端连接后通过可控开关器件与电源处理模块的负极输出端连接，在分励线圈T1断电时，续流二极管D3为分励线圈T1电流继续流动提供途径，使残余能量在分励线圈T1与续流二极管D3组成的回路中较为平缓地自我消耗掉，防止残余能量以火花形式释放，使断路器得到有效保护。

如图2示出控制电路的一种实施方式，所述串联电容C2与电源处理电路的输出端之间串联有第二串联电阻2，第二串联电阻2包括串联的电阻R4和电阻R5，由于串联电容C2“通交流阻直流”的特性，在上电瞬间的浪涌冲击下，串联电容C2可以等效为短路，第二串联电阻2不仅能够起到限流的作用，通过限制流过串联电容C2的电流，防止第一串联电阻R6上的电压过高，保护后端的MOS管Q1等电路，而且通过调整第二串联电阻2的电阻值，可以间接调整上电初期时第一串联电阻R6上的用于驱动可控开关器件导通的电压，当然，也可以通过调整第一串联电阻R6自身的电阻值以调整上电初期时驱动可控开关器件导通的电压。此外，所述的第二串联电阻2可以是一个电阻，也可以是多个电阻串联组成，参阅图4，第二串联电阻2是串联在电源处理电路与串联电容C2之间的电阻R4，这里对第二串联电阻2的电阻数量以及电阻的阻值不做具体限定，都属于本发明创造的保护范围。

进一步的，所述第一串联电阻R6的两端并联有稳压二极管D2，通过稳压二极管D2钳住第一串联电阻R6两端的电压，避免第一串联电阻R6两端的电压过高，避免损坏损坏MOS管Q1或三极管Q2，当然，也可以使用TVS管(瞬变电压抑制二极管)代替稳压二极管D2并联在第一串联电阻R6的两端以钳住第一串联电阻R6上的电压，都属于本发明创造的保护范围。此外，所述的第二串联电阻2在间接调节第一串联电阻R6上电压的同时，还能够防止第一串联电阻R6的电压过高导致稳压二极管D2或TVS管损坏。

再进一步，参阅图3，所述第一串联电阻R6的两端并联有滤波电容C3，滤波电容C3能够滤除电源波动的毛刺，以提高第一串联电阻R6上电压的稳定性，当然，也可以不设置滤波电容C3，都属于本发明创造的保护范围。

图2还示出了电源处理电路的一种实施方式，所述电源处理电路包括EMC保护电路和整流电路，整流电路包括整流桥D1，整流桥D1的两个输入端分别与电源连接，整流桥D1的两个输出端分别作为电源处理电路的正极输出端和负极输出端，EMC电路包括连接在整流桥D1的两个输入端之间的压敏电阻RV1，不论电源是直流电还是交流电都可以通过整流电路整流为直流电，以保证无论电源是交流电还是直流电都可以利用串联电容C2“通交流阻直流”的特性。需要说明的是，由于交流电的大小和方向都成周期性变化的，而串联电容C2的充电和放电特性正好符合交流电的大小和方向变化的条件，所以当串联电容C2接入交流电时，串联电容C2能够通过周期性的充电和放电以形成电流，使串联电容C2相当于接入直流电中的导线起到“通交流”的作用，因此交流电可以直接流过串联电容C2。直流电与交流电不同，直流电的大小和方向都是固定不变的，但是直流电在上电初期的电压建立过程中，从无到有的变化使直流电相当于交流电，利用串联电容C2“通交流”的作用，通过直流电为串联电容C2充电，并使第一串联电阻R6分得足够的电压驱动可控开关器件导通，可控开关器件为分励线圈T1通过电流，随着串联电容C2的充电趋于完成，串联电容C2两端的电压逐渐减少并趋于稳定，直至第一串联电阻R6两端的电压不足以导通可控开关器件，使可控开关器件断开并使电源处理电路停止为分励线圈T1供电，由于直流电的电压和方向固定不变，串联电容C2不会像接入交流电一样进行周期性的放电和充电，因此串联电容C2在充电完成后不会放电而是一直保持在充电状态并使两端的电压会保持稳定，此时串联电容C2相当于开路以起到“阻直流”的作用，即使长时间为分励脱扣器通直流电，串第一串联电阻R6两端的电压也不会发生变化，使可控开关器件保持在断开状态，防止分励线圈T1因长时间通电而导致损坏，具有结构简单、成本低的特点。

进一步的，所述整流桥D1的两个输出端之间连接有滤波电容C1，滤波电容C1能够滤除整流桥D1输出的电压中的交流电压并稳定直流电压，以提高整流桥D1输出电压的稳定性和可靠性。

更进一步，所述滤波电容C1的两端并联有泄放电阻，泄放电阻包括串联的电阻R1、电阻R2和电阻R3，泄放电阻可以在断电后快速将滤波电容C1上储存的电能释放，当然，泄放电阻也可以是一个电阻，也可以是多个电阻串联而成，这里对泄放电阻的电阻数量以及电阻的阻值不做具体限定，都属于本发明创造的保护范围。

具体的，所述整流桥D1包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管组成的整流桥D1，第一整流二极管的负极与第二整流二极管的正极连接，并在第一整流二极管与第二整流二极管之间引出1管脚，第三整流二极管的负极与第四整流二极管的正极连接，并在第三整流二极管和第四整流二极管之间引出2管脚，整流桥D1的1管脚和2管脚作为输入端分别与电源的两端连接，第一整流二极管的正极与第三整流二极管的正极连接，并在第一整流二极管与第三整流二极管之间引出4管脚作为负极输出端，第二整流二极管的负极与第四整流二极管的负极连接，并在第二整流二极管与第四整流二极管之间引出3管脚作为正极输出端，3管脚作为整流桥D1的正极输出端与第二串联电阻2和分励线圈T1连接，4管脚作为整流桥D1的负极输出端与第一串联电阻R6和可控开关器件的一端连接，可控开关器件采用MOS管Q1时4管脚与MOS管Q1的漏极连接，可控开关器件采用三极管Q2时4管脚与三极管Q2的发射极连接。

如图6示出图2电路中电源为AC220V时，第一串联电阻R6两端电压的波形示波图，MOS管Q1的驱动电压VGS(th)电压为3-4.5V，第一串联电阻R6两端电压的最大值为图中a点标示的7.48V，表示MOS管Q1的控制端的电压大于MOS管Q1的驱动电压VGS(th)电压，因此MOS管Q1导通并使分励线圈T1通电驱动衔铁动作，大约在60ms后，第一串联电阻R6两端的电压下降到图中b点标示的1.44V，由于小于MOS管Q1的驱动电压VGS(th)，此时MOS管Q1自动断开并停止为分励线圈T1供电，即使长时间为分励脱扣器通电，第一串联电阻R6上的电压也不会超过b点的1.44V，能够有效防止分励线圈T1烧毁。

如图7示出图3电路中AC220V输入时，第一串联电阻R6两端电压的波形示波图，MOS管Q1的驱动电压VGS(th)电压为3-4.5V，第一串联电阻R6两端电压的最大值为图中a点标示的7.24V，表示MOS管Q1的控制端的电压大于MOS管Q1的驱动电压VGS(th)电压，因此MOS管Q1导通并使分励线圈T1通电驱动衔铁动作，大约在60ms后，第一串联电阻R6两端的电压下降到图中b点标示的0.88V，由于小于MOS管Q1的驱动电压VGS(th)电压，MOS管Q1会自动断开，并使分励线圈T1也断开以防止烧毁。

从图6和图7对比可以看出，图2的电路中由于没有滤波电容C3，上电初期第一串联电阻R6两端的电压最大值为7.48V，稳态后第一串联电阻R6两端的电压最大值1.44V，图3的电路中增加滤波电容C3后，上电初期第一串联电阻R6两端的电压最大值为7.24V，稳态后第一串联电阻R6两端的电压最大值为0.88V，可见滤波电容C3能够使上电初期时第一串联电阻R6两端电压的上升速度更缓慢，第一串联电阻R6两端电压的最大值也更低，起到减缓电压变化和滤波作用。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明创造所作的进一步详细说明，不能认定本发明创造的具体实施只局限于这些说明。对于本发明创造所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创造构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明创造的保护范围。