一种高频隔离大功率直流变换器拓扑结构的制作方法

本实用新型涉及电子电路，尤其涉及一种高频隔离大功率直流变换器拓扑结构。

背景技术：

高频隔离大功率直流变换器一直是电力电子行业研究的热点，但由于受单个功率器件开关管功率等级的限制，要开发大功率高频隔离直流变换器，很多情况下必须采用多个功率开关管并联。但是多个并联的开关管工作在高频条件下时，由于各功率开关管参数不同，开关管的驱动和均流问题在实际使用中会极大地影响产品可靠性。

技术实现要素：

本实用新型主要目的在于，提供一种高频隔离大功率直流变换器拓扑结构，以解决现有的采用多个功率开关管并联的直流变换器工作在高频条件下时，由于各功率开关管参数的差异会导致并联输入的多个直流变换器功率不均衡的问题。

一种高频隔离大功率直流变换器拓扑结构，包括依次相连接的电压源电路、开关网络、电感电容组合模块、变压器模块、整流模块和滤波模块；

所述开关网络包括n个开关电路，所述电感电容组合模块包括n个电感电容组合子模块，所述变压器模块包括n个变压器，所述变压器包括一个原边绕组和m个副边绕组，所述整流模块包括w个整流子模块；其中：

第k个开关电路与所述电压源电路连接，用于将所述电压源电路输出的电压斩波变成方波后输出给第k个电感电容组合子模块，第k个电感电容组合子模块与第k个变压器的原边绕组连接，各变压器的第h个副边绕组相互串联后连接第h个整流子模块的输入端，所述w个整流子模块相互串联或并联后与所述滤波模块连接；

其中m、n、h、k、w均为大于1的自然数；

所述n个变压器参数相同，所述m个副边绕组匝数相同。

优选地，其中m的值为2或3，w的值为2或3。

优选地，其中m的值为3，n的值为2，w的值为3。

优选地，其中m的值为2，n的值为4，w的值为4。

优选地，其中n为大于或等于4的偶数，所述电压源电路包括电压源和由j 个极性电容相互串联形成的电容组合电路，所述电容组合电路与所述电压源并联；

第2j-1个开关电路和第2j个开关电路并联在第j个极性电容的两端。

优选地，其中所述电压源为单相无源功率因数校正电路、单相有源功率因数校正电路、三相无源功率因数校正电路或三相有源功率因数校正电路。

优选地，其中所述开关电路基于功率半导体开关组成。

优选地，其中所述功率半导体开关是金属-氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、电力晶体管、绝缘栅场效应管、门极可关断晶闸管或晶闸管。

与现有技术相比，本实用新型提供的高频隔离大功率直流变换器拓扑结构，该变换器结构通过多个变压器副边绕组分别串联来实现多个直流变换器并联输入，以此增大输出功率。由于各变压器参数相同，每个变压器的各副边绕组匝数相同，因此，各变压器的输出电流和输出电压均相同，各变压器的输出功率相同，解决了由于电感电容组合模块各电感电容组合子模块由于器件参数差异导致的各开关电路功率严重不均衡的问题，同时，输入到各整流子模块的电压也相同，解决了整流模块中多个整流桥串联或者多个整流桥并联的均压和均流问题。

附图说明

图1是本实用新型高频隔离大功率直流变换器拓扑结构电路示意图；

图2是本实用新型高频隔离大功率直流变换器拓扑结构框图；

图3a至图3e是开关电路的5种电路结构示意图；

图4a至图4h是电感电容组合子模块所采用的一个电感和一个电容的任意组合的8种结构示意图；

图5a至图5n是电感电容组合子模块所采用的两个电感和一个电容或者是一个电感和两个电容的任意组合的14种结构示意图；

图6是电感电容组合子模块所采用的四个元素中至少有一个电感和一个电容的各种组合的结构示意图；

图7a至图7b是电感电容组合子模块所采用的耦合电感与电容进行的串并联组合的结构示意图；

图8a至图8d是整流子模块4种结构示意图；

图8e至图8l是包含两个整流子模块并进行串联或并联的8种结构示意图；

图9a至图9d是滤波模块的4种结构示意图；

图10是基于图2扩展的多路输入并联高频隔离大功率直流变换器拓扑结构结构的功能框图示意图；

图11是两路输入并联且变压器副边三绕组交叉串联的大功率直流变换器拓扑结构示意图；

图12是两路输入并联且三路输出整流串联的大功率直流变换器拓扑结构示意图；

图13是四路输入并串联大功率直流变换器拓扑结结构示意图；

图14是图13结构的具体实施电路示意图；

图15是基于图13结构扩展的多路输入并串联的大功率直流变换器拓扑结构示意图；

图16是基于图2结构拓展的两路三电平全桥并联输入且输出串联大功率直流变换器拓扑结构示意图；

图17是基于图2结构拓展的两路三电平全桥并联输入且输出并联大功率直流变换器拓扑结构示意图；

图18是两路输入并联大功率隔离直流变换器结构示意图；

图19是直流变换器基本工作原理框图；

图20是图18结构的仿真波形示意图；

图21是图18结构中电感LM1和LM2参数偏差±5％极限条件下的仿真波形

图22是图18结构中电感Lr1和Lr2参数偏差±5％极限条件下的仿真波形。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步详细说明。

本实用新型实施例提供的高频隔离大功率直流变换器拓扑结构，包括依次相连接的电压源电路、开关网络1、电感电容组合模块2、变压器模块3、整流模块4和滤波模块5。

开关网络1包括n个开关电路101，电感电容组合模块2包括n个电感电容组合子模块201，变压器模块3包括n个变压器，变压器包括一个原边绕组和m 个副边绕组，整流模块4包括w个整流子模块401；其中：

第k个开关电路101与电压源电路连接，用于将电压源电路输出的电压斩波变成方波后输出给第k个电感电容组合子模块201，第k个电感电容组合子模块201与第k个变压器的原边绕组连接，各变压器的第h个副边绕组相互串联后连接第h个整流子模块401的输入端，w个整流子模块401相互串联或并联后与滤波模块5连接；其中m、n、h、k、w均为大于1的自然数，w与m的值可以相等或不相等；n个变压器参数相同，m个副边绕组匝数相同。

该高频隔离大功率直流变换器拓扑结构中：

电压源电路为整个直流变换器提供能量，电压源电路可以是单相无源功率因数校正电路、单相有源功率因数校正电路、三相无源功率因数校正电路或三相有源功率因数校正电路，或其他类型的稳压源电路。

各开关电路101是相同结构，相同参数的，各开关电路101可以是图3a、图3b、图3c、图3d和图3e中的任一种电路结构，开关电路101基于功率半导体开关组成，其中功率半导体开关可以是金属-氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、电力晶体管(GTR)、绝缘栅场效应管 (PMOS)、门极可关断晶闸管(GTO)或晶闸管(可控硅)等其他类型的功率半导体开关中的任何一种。

电感电容组合子模块201包括至少一个电容器件和至少一个电感器件，电感器件可以是耦合电感。电感电容组合子模块201可以是图4a至图4h中所列的一个电感和一个电容的任意组合，也可以是图5a至图5n中所列两个电感和一个电容的任意组合或者一个电感和两个电容的任意组合，也可以是图6所示的四个元素(每个方框代表一个元素)中至少有一个电感和一个电容的任意组合，也可以是图7a至图7b所示的耦合电感与电容进行的串并联组合。更多类似的多个电感或耦合电感和多个电容串并联，并任意摆放串并联的位置，也均在本实用新型保护范围内。

整流子模块401可以是图8a至图8d中的任意一种电路连接,图8e至图8l 是包含两个整流子模块401并进行串联或并联的8种结构电路连接示意图，整流模块4可以包含多个图8e至图8l中的任意一种电路连接。滤波模块5可以是图9a、图9b、图9c和图9d中的任意一种电路连接。

本实用新型优点是，以图2为例，通过变压器T1的副边绕组t12与变压器 T2的副边绕组t22串联后接到整流模块4的输入端a和b；变压器T1的副边绕组t13与变压器T2的副边绕组t23串联后接到整流模块4的输入端c和d。由于变压器T1和T2参数完全相同，而且变压器T1的副边绕组t12与变压器T2的副边绕组t22串联，所以流过t12和t22的电流相同；由于变压器T1的副边绕组t13与变压器T2的副边绕组t23串联，所以流过t13和t23的电流相同。如果绕组t12和t13匝数相同，且绕组t22和t23匝数相同，变压器T1的副边两个绕组t12和t13电压也相同，变压器T2的副边两个绕组t22和t23电压也相同，所以整流模块4输入端a和b两端的电压由绕组t12的两端电压加上绕组t22的两端电压，整流模块4输入端c和d两端的电压由绕组t13的两端电压加上绕组t23 的两端电压,这样a和b两端电压和c和d两端电压也相同。因此解决了整流模块4中多个整流桥串联或者多个整流桥并联的均压和均流问题，由于变压器T1 和变压器T2输出电压和电流相同，所以两个变压器输出功率相同，这样解决了由于各电感电容组合子模块201中由于器件参数差异导致的各开关电路101的功率严重不均衡的问题。

基于图2扩展的多路输入并联高频隔离大功率直流变换器拓扑结构结构的功能框图如图10所示。上述结构中，m的值可取为2或3，w的值也取为2或 3，即变压器可采用具有2个或3个副边绕组的变压器；或者，m的值为3，n 的值为2，w的值为3，形成一种如图11所示的两路输入并联且变压器副边三绕组交叉串联的大功率直流变换器拓扑结构结构，当该结构中将各整流子模块 401由并联改为串联时，就形成了如图12所示的两路输入并联且三路输出整流串联的大功率直流变换器拓扑结构结构；或者，取m的值为2，n的值为4，w 的值为4，以形成不同结构类型的直流变换器。

n还可为大于或等于4的偶数，此时，电压源电路包括电压源和由j个极性电容相互串联形成的电容组合电路，电容组合电路与电压源并联；第2j-1 个开关电路101和第2j个开关电路101并联在第j个极性电容的两端，从而形成一种多路输入并串联的大功率直流变换器拓扑结构结构。此时，当n值为4 时，形成一种如图13所示的四路输入并串联大功率直流变换器拓扑结构结构，图13结构的具体实施电路见图14所示。图13结构的特殊之处在于输入电容C1 和电容C2串联后连接于输入电压源Uin两侧，其中两个开关电路101并联在电容C1两端，另外两个开关电路101并联在电容C2两端，整流模块4的x+和x- 输出端并联在滤波模块5的输入侧。各开关电路101为相同的电路连接结构，可以是图3a～图3e中的任一种电路结构。整流模块4可以是图8e～图8l中的任意一种电路连接。滤波模块5可以是图9a～图9d中的任意一种电路连接。基于图13结构扩展的多路输入并串联的大功率直流变换器拓扑结构结构见图15所示。基于图2结构拓展的两路三电平全桥并联输入且输出串联大功率直流变换器拓扑结构结构如图16所示。基于图2结构拓展的两路三电平全桥并联输入且输出并联大功率直流变换器拓扑结构结构如图17所示。

以图18所示的两路输入并联大功率隔离直流变换器结构为例，介绍本实用新型工作原理：第一路全桥开关电路101由S1、S2、S3和S4组成；Lr1为电感； Lm1为电感；Cr1为电容。S1、S2、S3、S4、Lr1、Lm1和Cr1一起构成第一组全桥功率变换电路。第二路全桥开关电路101由S5、S6、S7和S8组成；Lr2 为电感；Lm2为电感；Cr2为电容。S5、S6、S7、S8、Lr2、Lm2和Cr2一起构成第二组全桥功率变换电路。T1和T2为变压器，将原边的能量通过隔离升压或降压的方式输送到副边；D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8为副边整流二极管。变压器T1原边绕组t11并联在电感Lm1两端(变压器T1原边绕组t11 可以与电感Lm1可以进行磁集成)；变压器T2原边绕组t21并联在电感Lm2两端(变压器T2原边绕组t21可以与电感Lm2可以进行磁集成)；变压器T1的副边绕组t12与变压器T2的副边绕组t22串联后接到整流模块4的输入端a和b；变压器T1的副边绕组t13与变压器T2的副边绕组t23串联后接到整流模块4的输入端c和d。二极管D1、D2、D3、D4组成第一组全桥整流子模块401；二极管D5、D6、D7、D8组成第二组全桥整流子模块401；D1、D2、D3、D4组成的全桥整流子模块401与D5、D6、D7、D8组成的全桥整流子模块401输出端串联在一起。由于变压器T1和T2参数完全相同，而且变压器T1的副边绕组t12 与变压器T2的副边绕组t22串联，所以流过t12和t22的电流相同；由于变压器T1的副边绕组t13与变压器T2的副边绕组t23串联，所以流过t13和t23的电流相同。如果绕组t12和t13匝数相同，且绕组t22和t23匝数相同，变压器 T1的副边两个绕组t12和t13电压也相同，变压器T2的副边两个绕组t22和t23 电压也相同，所以整流模块4的输入端a和b两端的电压由绕组t12的两端电压加上绕组t22的两端电压，整流模块4的输入端c和d两端的电压由绕组t13的两端电压加上绕组t23的两端电压,这样a和b两端电压和c和d两端电压也相同。流经第一组全桥整流子模块401的电流和流经第二组全桥整流子模块401 的电流相同，而且第一组全桥整流子模块401两端的电压VD1+VD2＝第二组全桥整流子模块401两端的电压VD5+VD6，因此解决了整流模块4中多个整流桥串联或者多个整流桥并联的均压和均流问题，由于变压器T1和变压器T2输出电压和电流相同，所以两个变压器输出功率相同，这样解决了第一个电感电容组合子模块201中Lr1、Lm1、Cr1和第二个电感电容组合子模块201中Lr2、 Lm2、Cr2由于器件参数差异导致的由S1、S2、S3、S4组成的开关电路101和由S5、S6、S7、S8组成的开关电路101的功率严重不均衡的问题。

本实用新型的直流变换器基本工作原理框图可由图19表示：开关网络1将电压源电路输出的电压斩波变成方波，经过电感电容组合模块2和变压器模块3 进行隔离变压，经过整流模块4变成直流脉冲，再通过滤波模块5变成稳定直流供给负载。

图20为图18结构的仿真波形，仿真参数设计如下：输入Uin为400Vdc；电容C1为1650uF；电感Lr1和Lr2均为13uH；电感Lm1和Lm2均为60uH；电容Cr1和Cr2为90nF；变压器T1和T2相同，t11:t12:t13变比是19:9:9, t21:t22:t23变比是19:9:9；电容Co为500uF；负载Ro为60欧姆；开关频率108KHz。

图20中：G1、G2、G3、G4分别是开关管S1、S2、S3、S4的驱动波形； G5、G6、G7、G8分别是开关管S5、S6、S7、S8的驱动波形。ILr1是电感Lr1 的电流波形；ILm1是电感Lm1的电流波形；ILr2是电感Lr2的电流波形；ILm2 是电感Lm2的电流波形。由图20仿真结果可以看出，当输出电压为948V左右时，两路全桥的电流ILr1和ILr2同步且幅值相同，电流ILm1和ILm2也完全同步且幅值相同。图中Vo是负载Ro两端的电压波形；I(Ro)是流过负载Ro的电流波形。

由于实际使用中器件的参数不可能完全相同，定制器件参数要求一般控制在±5％误差。图21和图22给出电感Lr1和Lr2参数偏差±5％极限条件下的仿真波形。仿真参数设计如下：输入Uin为400Vdc；电容C1为1650uF；电感Lr1 参数偏+5％为13.65uH，Lr2参数偏-5％为12.35uH；电感Lm1和Lm2均为60uH；电容Cr1和Cr2为90nF；变压器T1和T2相同，t11:t12:t13变比是19:9:9；电容Co为500uF；负载Ro为60欧姆；开关频率108KHz。由图22仿真结果看，电感Lr1的电流ILr1有效值22.331A；电感Lr2的电流ILr2有效值22.925A；ILr1 和ILr2的有效值偏差±1.31％。电感Lm1的电流ILm1有效值10.344A；电感 Lm2的电流ILm2有效值10.676A。ILm1和ILm2的有效值偏差±1.58％。二极管D1、D2、D5、D6的电流波形分别为I(D1)、I(D2)、I(D5)、I(D6)，由电流波形看出，二极管电流均分，有效值都是14.173A。二极管D1电流I(D1)和二极管 D5的电流I(D5)幅值相同，相位同步，二极管D2电流I(D2)和二极管D6电流 I(D6)幅值相同，相位同步。二极管D1、D2、D5、D6的电压波形分别为VD1、 VD2、VD5、VD6，二极管D1电压VD1和二极管D5的电压VD5幅值相同，相位同步，二极管D2电压VD2和二极管D6电压VD6幅值相同，相位同步。从仿真结果看，电感Lr1和Lr2参数偏差±5％条件下，通过本专利实用新型可以很好的将两路全桥的电感ILr1和ILr2的电流控制在±1.31％左右，这样可以很好的实现两路全桥电路功率器件的功率均衡，而且输出串联的整流二极管可以实现电流和电压均衡。

上述实施例仅为优选实施例，并不用以限制本实用新型的保护范围，在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。