一种电容隔离谐振式功率因数校正变换器的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术领域，具体为一种电容隔离谐振式功率因数校正变换器。

背景技术：

为了减小电力电子装置对电网的谐波污染，接入电网的开关变换器需采用功率因数校正技术。传统的Boost PFC变换器的输入端与输出端未隔离，为了解决电源系统的安全问题，通常需要后级级联变压器隔离的DC-DC变换器，因此电源系统的体积大，成本高。

传统Boost PFC变换器因其结构简单、控制策略容易实现等优点，在工业界得到了广泛的应用。然而，传统Boost PFC变换器也存在明显的缺点：输出电压始终大于或等于输入电压峰值。即使控制器不工作时，输出电压也等于输入电压的峰值，这给电源系统带来了极大的安全隐患。因此通常需要后级DC-DC变换器采用变压器隔离的方式解决这个安全问题，增加了系统的体积与成本。

图1为常用的Boost型两级PFC变换器拓扑图。其前级采用Boost型PFC变换器，其对电流整形的基本原理为：Boost电路的输出电压vb和基准电压Vref比较后，输入至电压比较器VA。整流桥输出电压和VA输出的电压信号共同加到乘法器M的输入端。乘法器M的输出作为电流反馈控制的基准信号，与开关电流is比较后，经电流比较器CA加到PWM发生器，控制开关管的通断，从而使输入电流的波形与整流桥输出电压一致，进而抑制电流谐波，提高电路的输入功率因数。但由于拓扑的输入与输出未隔离，安全性能得不到保障，需要后级DC-DC变换器解决隔离的问题。

图2为反激隔离式单级PFC变换器电路拓扑图。其具有控制简单，成本相对较低等优点。反激隔离式单级PFC变换器中电感电流在一个开关周期中的工作波形如图3所示。DTs期间开关管S导通，电感L1的电流在输入电压的作用下线性上升，ΔDTs期间，开关管关断，电感L1的电流在母线电压与输入电压的作用下线性下降。

反激隔离式单级PFC变换器通过控制开关的通断，可实现对输出的升降压调节。其简单特点使其广泛应用于小功率的家用电器，小功率开关电源，充电电源和计算机电源等场合。但由于变换器采用变压器隔离，存在效率低，体积大等问题，无法应用于对效率和体积要求较高的场合。

技术实现要素：

针对上述问题，本实用新型的目的在于提供一种能够减小输入侧到输出侧的漏电流，实现输入端与输出端的电隔离，提高电源系统的安全性能的电容隔离谐振式功率因数校正变换器。技术方案如下：

一种电容隔离谐振式功率因数校正变换器，包括前级整流桥，储能电感L1，功率开关管Q1、两个快恢复二极管D1和D2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、输出储能电容Co、分压电阻R1、采样电阻R2、负载Ro和控制回路；前级整流桥的负极输出端接地，正极输出端连接到储能电感L1一次侧的一端，储能电感L1一次侧的另一端同时连接到功率开关管Q1的D极和谐振电容Cr的正极板；储能电感L1二次侧和功率开关管Q1的G极连接到控制回路，功率开关管Q1的S极接地，谐振电容Cr的负极板同时连接快恢复二极管D1的负极和快恢复二极管D2的正极；快恢复二极管D1的正极通过谐振电感Lr接地，快恢复二极管D2的负极连接分压电阻R1的一端，分压电阻R1的另一端通过采样电阻R2接地，输出储能电容Co和负载Ro分别并联于分压电阻R1和采样电阻R2的两端。

进一步的，所述控制回路包括驱动电路、误差放大电路、零电流检测电路和比较器；误差放大电路连接到分压电阻R1和采样电阻R2之间，并将采集到的信号发送给比较器；零电流检测电路连接到储能电感L1二次侧，并将检测到的信号发送给比较器，比较器通过驱动电路连接到功率开关管Q1的G极。

本实用新型的有益效果是：本实用新型解决了传统Boost 功率因数校正变换器输入端与输出端未隔离而易引起安全问题，引入了隔离电容，减小了输入端到输出端的漏电流，实现了输出端与输入端的电隔离；此外该电路通过谐振支路实现软开关，减少二极管损耗，从而进一步提高变换器效率，因而与传统的Boost PFC变换器相比具有较大的优势。

附图说明

图1为常用的Boost型两级PFC变换器电路原理图。

图2为反激隔离式单级PFC变换器电路原理图。

图3为反激隔离式单级PFC变换器中电感电流在一个开关周期中的工作波形图。

图4为本实用新型电容隔离谐振式功率因数校正变换器的电路原理图。

图5为本实用新型电容隔离谐振式功率因数校正变换器工作在CRM模式时的主要波形图。

图6为三个工作模态的电路等效图；（a）模态1；（b）模态2；（c）模态3。

图7为储能电感电流psim仿真波形图：(a) 储能电感电流波形；（b）储能电感电流放大波形。

图8为输入电压电流psim仿真波形图。

图9为输出电压psim仿真波形图。

图10软开关psim仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型做进一步详细说明。电容隔离方式是近些年来提出的一种新型隔离方法，通过实验验证，10nF以下的隔离电容可使原边到副边的漏电流降低到1mA以下。相对于变压器隔离，电容隔离具有体积小、成本低、效率高的优点。

因此，本发明提出一种新型电容隔离谐振式Boost PFC变换器。在传统Boost PFC变换器拓扑的基础上，通过引入谐振支路，构成了一种新型电容隔离谐振式Boost PFC变换器，实现了输出与输入端的电隔离。该变换器工作在CRM模式，相对于传统Boost PFC变换器，同样可以实现续流二极管的零电流关断等，理论PF值可达到1，相比传统Boost PFC变换器有较大的优势。

如图4为新型电容隔离谐振式Boost PFC变换器电路图。其主功率回路由前级整流桥，储能电感L1，功率开关管Q1，两个快恢复二极管D1、D2，谐振电容Cr，谐振电感Lr，输出储能电容Co，分压电阻R1，采样电阻R2和负载Ro组成。前级整流桥的负极输出端接地，正极输出端连接到储能电感L1一次侧的一端，储能电感L1一次侧的另一端同时连接到功率开关管Q1的D极和谐振电容Cr的正极板；储能电感L1二次侧和功率开关管Q1的G极连接到控制回路，功率开关管Q1的S极接地，谐振电容Cr的负极板同时连接快恢复二极管D1的负极和快恢复二极管D2的正极；快恢复二极管D1的正极通过谐振电感Lr接地，快恢复二极管D2的负极连接分压电阻R1的一端，分压电阻R1的另一端通过采样电阻R2接地，输出储能电容Co和负载Ro分别并联于分压电阻R1和采样电阻R2的两端。该变换器通过引入隔离电容Cr，减小了输入侧到输出侧的漏电流，实现了输入端与输出端的电隔离，提高了电源系统的安全性能。

所述控制回路包括驱动电路、误差放大电路、零电流检测电路和比较器；误差放大电路连接到分压电阻R1和采样电阻R2之间，并将采集到的信号发送给比较器；零电流检测电路连接到储能电感L1二次侧，并将检测到的信号发送给比较器，比较器通过驱动电路连接到功率开关管Q1的G极。该电路电感电流工作在临界连续模式。控制回路由驱动电路、误差检测、零电流检测和比较器等部分组成。通过慢环路控制，可以使开关管的开通时间在一个工频周期内基本不变，通过选择谐振参数，可以使谐振二极管D1工作在零电流关断模式，通过临界连续模式控制，可以使续流二极管D2实现零电流关断，从而降低了开关损耗，提高了变换器的效率。

图5所示为新型电容隔离谐振式Boost PFC电路工作在CRM时的稳态波形，其稳定工作原理分析如下：

模态1 [t0, t1]：如图6(a)所示，在t0时刻，开关管Q1导通，储能电感开始储能，其两端的电压大小为|vin|，电感电流iL1从0开始线性增长。谐振电容Cr和谐振电感Lr开始谐振，二极管D1 导通。二极管D2承受反向电压而截止，谐振支路电流iLr先增加再减小。负载由输出储能电容Co供电。当谐振电流减小至0时，二极管D1承受反向电压而截止，此时，模态1结束。

模态2 [t1,t2]：如图6(b)所示，t1时刻之后，功率开关管Q1仍导通，电感电流iL1继续线性上升。谐振支路无电流，二极管D2 仍承受反向电压而截止。输出储能电容Co向输出负载供电并维持输出电压不变。在t2时刻，功率开关管Q1关断，模态2结束。

模态3 [t2,t3]：如图6(c)所示，在t2时刻，功率开关管Q1关断，D2承受正向电压而导通。储能电感L1释放能量，和电源一起向负载和后级电路供电，使输出电压高于电源电压，此时开始电感电流iL1线性下降。谐振电容储存能量，电压逐渐上升。D1承受反向电压而截止。输出储能电容Co由电源和储能电感L1共同充电。在t3时刻，当储能电感L1电流iL1下降至0时，模态3结束，重新进入模态1工作，开始新的工作循环。

利用PSIM仿真软件验证，仿真参数设计如下：

输入电压vin=90V，主电感L1=700μH，谐振电容Cr=10μF，谐振电感Lr=3.3uf，输出电容Co=68μF，负载电阻Ro=2.1kΩ；

储能电感电流波形如图7(a)所示，其放大波形如图7(b)所示，当电感电流减小到0时，立刻进入下一周期，又开始增加，即本发明提出的新型电容隔离谐振式Boost PFC变换器工作在CRM模式。

输入电压电流波形如图8所示，可以看出输入电压电流跟随输入电压变化，相位保持一致，且具有很好的正弦度，实现了PFC功能。

输出电压波形如图9，电路从开始工作到建立稳定工作状态，时间短，响应快；并且实现了电路升压的功能。

谐振支路的工作状态如图10所示，曲线iLr为谐振电感的电流波形，曲线vD为谐振支路二极管的电压波形；当模态1开始时，谐振电感的电流iLr从0逐渐增大，二极管D1导通，谐振电容反向充电；之后谐振电感电流iLr减小，谐振电容放电，当谐振电感电流iLr谐振至0时，二极管D1在电流为零时关断，实现了二极管的软开关，减小了电路的损耗。