本实用新型一种改进型DLC功率因数校正器，属于整流电路的功率因数校正技术领域，具体涉及一种将交流电变为直流电的无源功率因数校正电路。
背景技术：
在整流电路的功率因数校正领域，主要分为有源功率因数校正器和无源功率因数器校正两类。
在有源功率校正器中，例如采用Motorola和Unitrode芯片的功率因数校正器，在相同的理想交流输入和相同的输出功率下，二者产生非常相似的三次谐波，功率因数能达到高于0.99。但是，有源功率校正器的开关管存在功率消耗，除芯片外仅大功率高耐压开关管成本也就不菲，电路比无源功率校正器复杂得多，较高的成本使很多电源并没有采用这一先进技术。
在无源功率因数校中，有填谷式无源PFC电路，还有专利号为03274085.9的“LC谐振式无源功率因数校正电源”，如图23所示，填谷式无源PFC电路，线路简单、成本低，但输出电压和电流波形呈脉动波形，品质很差，不过AC输入电流波形却得到修整，电流流动角可从30°增加到150°，从210°增加到330°，不仅改善了THD，而且线路功率因数达0.9以上，符合能源之星SSL功率因数大于0.9的要求。填谷式无源PFC电路曾应用于电子节能灯中，虽然线路功率因数达0.9以上（典型值为0.95），但灯电流波峰因数达2~2.1，不符合标准规定的≤1.7的要求。
“LC谐振式无源功率因数校正电源”和填谷式无源PFC电路比，品质大大提高，但由于采用LC串联准谐振，对于工频电源来说存在体积大的不足，LC电路由于采用电感串联在电路中，因此在抗浪涌冲击包括抗雷电感应脉冲，均有积极的作用。
技术实现要素：
本实用新型克服了现有技术存在的不足，提供了一种改进型DLC功率因数校正器，采用LC电路，并利用二极管对电容C进行充放电达到校正功率因数之目的，通过对电容C的充放电来提高交流电流的导通角，在电感L的共同作用下改善交流电流的品质，从而大幅提高整流滤波电路的功率因数，再通过整流电路直流输出端经一个电感向滤波电容充电，进一步改善直流输出的电流波形。
为了解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案为：一种改进型DLC功率因数校正器，包括电感L、功率电容C、整流电路、贮能滤波电容和滤波电感，所述功率电容C两端分别与整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端相连，所述电感L与整流电路串联后接入交流电源，所述滤波电感与贮能滤波电容串联后接于整流电路的直流输出端，所述滤波电容的两端用于连接负载。
优选地，所述滤波电感能用导线替代。
优选地，所述功率电容C串联一个双向可控硅后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，所述双向可控硅的控制极与另外的控制电路相连。
优选地，所述功率电容C串联一个MOS管后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，并在整流电路的直流输出端并联一个浪涌吸收电容，所述MOS管的栅极与另外的控制电路相连。
优选地，所述功率电容C串联一个双向可控硅后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，所述双向可控硅的控制极与另外的控制电路相连。
优选地，所述功率电容C串联一个MOS管后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，所述MOS管的栅极与另外的控制电路相连。
优选地，所述双向可控硅能用一个单向可控硅与一个二极管反向并联代替。
优选地，所述功率电容C接整流电路输出端的一端连接两个二极管的不同极后，两个二极管的另一端分别与整流电路的另一输入端和一个直流输出端相连，其中与整流电路直流输出端相连的二极管的极性与整流电路内部的二极管与该端的相连的极性相同。
优选地，两个所述二极管中的一个用单向可控硅代换，可控硅的控制极与其它控制电路相连。
优选地，所述功率电容C为有极性电容，或为无极性电容。
本实用新型与现有技术相比具有的有益效果是：本实用新型可将整流滤波电路的功率因数校正到0.99以上，电流的品质优良，可大大降低滤波电容的容量而达到更佳滤波效果。在保证功率因数达到0.9以上时，有更大的负载和输入电压适用范围，比现有的利用电感来校正功率因数的相关无源功率因数校正器的体积更小，更具实用价值，可广泛用于各种电源的整流滤波电路中，达到提高功率因数，并在降低产品成本的同时提高性能。
附图说明
下面结合附图对本实用新型做进一步的说明。
图1为本实用新型的结构示意图，利用电感L和电容C进行功率因数校正，电容C可以是有极性电容，电容C夸接于整流电路输入和输出端之间，LC的特征频率高于交流电源频率但不会高出二三个数量级，整流电路输出后有滤波电感和电容。
图2为在图1的基础上，去掉滤波电感。
图3在图1的基础上，电容C串联了一个双向可控硅，可控硅由控制电路控制，以达到保护电路的作用，防止负载降低时输出直流电压偏高。
图4与图3的作用相同，不同的是采用单向可控硅与一个二极管并联。
图5的作用同图3，不同的是采用MOS管，由于不是过零自然截止，需增加一个无感电容以保护MOS管。
图6为图2的另一种形式，其中D1、D2在图2中是利用整流电路中的二极管来代替的。图6能更好地理解本实用新型的工作原理。
图7为图6的基础上增加了可控制电容C充（放）电的电路。
图8为也为在图6的基础上增加了可控制电容C充（放）电的电路。
图9为采用MOS管的电路，与图5是等效的。
图10为在图9的基础上，增加了一个电路，以便更好地保护MOS管。
图11为在图1的基础上，用两个电容代替原来的一个电容，以获得正负半周更相似的直流电流波形。
图12为图11的基础上，省略了滤波电感的电图。
图13为采用两个电感串联代替图2的一个电感的作用，可以更有效地隔离负载产生的电磁干扰对电网的影响。
图14为本实用新型的另外一种实施例结构。
图15为将本实用新型与图14相结合的电路。
图16为在图15的基础上用双电感代替单电感。
图17为采用可控硅整流器的电路。
图18为将图1应用于三相电源中的示意图。
图19为图18的改进，在负载断开时，电路功耗为0。
图20为在图19的基础上，加上可控硅，起保护作用。
图21为图19功率因数波形和负载电流仿真的波形细节放大。
图22为图19中三个功率因数校正电感的电流波形。
图23为现有技术示意图。
具体实施方式
本实用新型一种改进型DLC功率因数校正器，包括电感L、功率电容C、整流电路、贮能滤波电容和滤波电感，所述功率电容C两端分别与整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端相连，所述电感L与整流电路串联后接入交流电源，所述滤波电感与贮能滤波电容串联后接于整流电路的直流输出端，所述滤波电容的两端用于连接负载，如图1。
所述滤波电感能用导线替代，如图2。
所述功率电容C串联一个双向可控硅后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，所述双向可控硅的控制极与另外的控制电路相连，如图3。
所述功率电容C串联一个MOS管后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，并在整流电路的直流输出端并联一个浪涌吸收电容，所述MOS管的栅极与另外的控制电路相连，如图5。
所述功率电容C串联一个双向可控硅后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，所述双向可控硅的控制极与另外的控制电路相连，如图8。
所述功率电容C串联一个MOS管后接于整流电路的一个交流输入端和一个直流输出端之间，所述MOS管的栅极与另外的控制电路相连，如图9。
所述双向可控硅能用一个单向可控硅与一个二极管反向并联代替，如图4。
所述功率电容C接整流电路输出端的一端连接两个二极管的不同极后，两个二极管的另一端分别与整流电路的另一输入端和一个直流输出端相连，其中与整流电路直流输出端相连的二极管的极性与整流电路内部的二极管与该端的相连的极性相同，如图6。
两个所述二极管中的一个用单向可控硅代换，可控硅的控制极与其它控制电路相连，如图7。
所述功率电容C为有极性电容，或为无极性电容。
本实用新型采用LC电路，并利用二极管对电容C进行充放电达到校正功率因数之目的，电感L与整流电路串连，而电容C则两端接于整流电路直流输出端和交流输入端之间。通过对电容C的充放电来提高交流电流的导通角，在电感L的共同作用下改善交流电流的品质，从而大幅提高整流滤波电路的功率因数，再通过整流电路直流输出端经一个电感向滤波电容充电，进一步改善直流输出的电流波形。图1是一种基本电路，当电容C采用有极性电容时，则有极性电容与直流输出端的连接的极性与整流电路该端输出的电压极性相同，另一端可接整流电路的任一交流输入端。
整流电路与滤波电容之间的电感作用是改善输出整流电路输出直流电流的品质，对功率因数的贡献不大，因此也可以省略，如图2所示。
本实用新型的图1和图2的基本电路存在一个不足，当负载功率降低时，输出电压会升高，从而存在安全上的问题，当开路时，则相当于倍压整流输出。因此，可以将电容C串联一个双向可控硅，或者串联一个单向可控硅与一个二极管并联的组合，或者一个MOS管，通过控制电路在输出电压超过某一安全值时可控硅或MOS管不再导通，使电路输出电压不再升高。如图3、图4、图5所示。还可以将整流电路用可控硅整流器来代替，如图17所示。
图6与图2如果忽略二极管的正向导通降压并在单相整流电路中是等效的，但更方便用于解释本实用新型的工作原理，同时可推广到三相整流电路中设计出高品质的DLC功率因数校正器如图19所示的电路。
本实用新型的基本工作原理如图6所示：在进入稳定工作状态后，在交流电源的正半周开始时,电源经L和D1向电容C充电，电流逐渐增加，当C的电压上升到滤波电容的电压后，电容C与滤波电容被并联充电，当交流电压过了峰值降至与电容C上所充电压相等时，充电电流达到峰值，随后电源电压在电感L的作用下继续向电容充电，在理想状态下充电电流在电压负半周到达时降为0，如果提前降为0，则交流电流为0一直维持到电源的负半周。在负半周开始后，电容C上电压与交流电压叠加经L、D2和整流电路向滤波电容开始充电，电容C放完电后则电流经电感L和整流电路继续向滤波电容充电，而电容C则相当于两端被短路，不会被充电，理想状态下，在电感L的作用下，充电电流持续到周期末。这样，交流电流与交流电压同步，且波型也十分相似，从而功率因数可达0.99以上。
当用一个单向可控硅代替图6中的一个二极管，或在其中的一个二极管串联一个MOS管，则得到图7和图8所示的电路，其作用与图3、图4、图5相同。
在图8和图5中，如果不去掉直流输出端与滤波电容之间的电感，则应在整流电路的直流输出端并联一个交流电容并可串联一个电阻，以保护MOS管截止时不会被高压击穿，如图9和图10所示。
在图1和图2等电路中，还存在一个不足之处是整流电路直流输出的电流在交流电源的正负半周不对称，影响了滤波之后电压的品质，如果将电容C用两个为原容量一半的电容代替，两个电容一端接整流电路的同一交流输入端，另一端分别则接整流电路直流输出的正、负极。如图11和图12所示。采用这一技术后整流电路向滤波电容充电的电流在正负半周的波形相似，这样可以用小容量的滤波电容达到普通整流电路大容量电解都难以达到的滤波效果。
前面的所述的电路中，如果将电感L用两个电感L1和L2串联在交流电源与整流电路之间代替，如图13所示，采用这一技术则在达到同样的功率因数校正时，可提高电路的防雷和抗电磁干扰性能。
本实用新型还涉及到另一种LC功率因数校正电路，电感L与整流电路构成串联电路接入交流电源，而电容C则并联在整流电路的交流输入端。如图14所示。
整合图14与图12等电路等功能，我们可以得到图15、图16所示的电路，这一技术可以有效地保护整流电路，提高电路的防雷能力等。
本实用新型的原理可以用于三相整流电路中，图18所示电路就是一个实例，图19与图18在最佳输出功率时，效果相当，其功率因数PF和负载电流波形相似。但是，图19在断开负载时，电路的视在功率为0，而图18则存在较大的无功功率。同时图19所示的电路可以改进为图20所示的电路，当可控硅一直导通时，和图19没有多大区别，当可控硅一直截止后，则所有功率校正电容断开，等同于一个在交流回路中串联电感的功率因数校正电路，功率因数一般也可达0.7以上，同时输出功率降低，可防止负载较轻时输出电压过度升高。
本实用新型可以在较大的功率输出范围内使功率因数保持在0.9以上，但此时负载获得的电压也会有较大的变化，不是像普通整流电路那样保持接近交流电压的峰值符近，因此提出了前面的带可控硅或MOS管的方案。除此之外，还可以将多个DLC功率因数校正器，通过并联向负载供电，采用相应的控制的技术，根据负载电压选择接通相应的模块。比如，按1：2：4：8的功率设计四个DLC功率因数校正器模块，可实现16档调节，从而使功率因数保持在0.99以上，输出电压也将会变得十分稳定，其中一种可行的方案是：采用四位二进制加减计数器，当输出电压大于闸值VH时，计数器减1，当低于另一小于VH的闸值VL时，计数器加1，而在VH和VL之间变化时计数器不增减，计数器检测频率与电源频率在同一数量级或实时。
在大功率三相整流电路中，采用本实用新型所使用的是小感抗功率电感、大容量功率电容，体积小、成本低。如果用于地铁等电源中，有望仅用一组变压器就能得到所需要品质的直流电源。如果用于电信基站电源中，则成本低、自身功耗低、滤波电容也可减少容量而获得高品质的直流电源。如果用于发烧音响中，采用环牛变压器可以采用更小容量的滤波电容而获得更高品质、更大功率的直流电源，降低成本并提高电源品质，如果用于电脑、电视等电子产品的开关电源中，由于功率因数的提高和电感的作用，更能抗浪涌冲击，还可以大大减少滤波电容的容量。
本实用新型中采用图11的原理图，当交流电源为220V/50Hz，L=200mH,C1=C2＝5μF,采用桥式整流输出端接滤波电容为470μF时，负载电阻R从175Ω至750Ω之间变化时，功率因数均在0.9以上，而R在300Ω至500Ω之间变化时，PF值均在0.98以上。
又如：在图19所示的电路中，当交流电源为380V/50Hz时，负载为2.5欧姆时，功率因数高达0.996，且电流为221±1A。负载从1.5Ω至4.5Ω，功率因数均在0.9以上。
从原理上来说是通过二极管D，电感L，电容（可以是有极性的）C的共同作用，可以达到与电压十分相似的电流波形。从结构上来说则有附图所示的十多种情况，包括三相电源（图19），以附图中展示的为例，图1为本实用新型的结构示意图，利用电感L和电容C进行功率因数校正，电容C可以是有极性电容，电容C夸接于整流电路输入和输出端之间，LC的特征频率高于交流电源频率但不会高出二三个数量级，整流电路输出后有滤波电感和电容。图2为在图1的基础上，去掉滤波电感。图3在图1的基础上，电容C串联了一个双向可控硅，可控硅由控制电路控制，以达到保护电路的作用，防止负载降低时输出直流电压偏高。图4与图3的作用相同，不同的是采用单向可控硅与一个二极管并联。图5的作用同图3，不同的是采用MOS管，由于不是过零自然截止，需增加一个无感电容以保护MOS管。图6为图2的另一种形式，其中D1、D2在图2中是利用整流电路中的二极管来代替的。图6能更好地理解本实用新型的工作原理。图7为图6的基础上增加了可控制电容C充（放）电的电路。图8为也为在图6的基础上增加了可控制电容C充（放）电的电路。图9为采用MOS管的电路，与图5是等效的。图10为在图9的基础上，增加了一个电路，以便更好地保护MOS管。图11为在图1的基础上，用两个电容代替原来的一个电容，以获得正负半周更相似的直流电流波形。图12为图11的基础上，省略了滤波电感的电图。图13为采用两个电感串联代替图2的一个电感的作用，可以更有效地隔离负载产生的电磁干扰对电网的影响。图14为本实用新型的另外一种实施例结构。图15为将本实用新型与图14相结合的电路。图16为在图15的基础上用双电感代替单电感。图17为采用可控硅整流器的电路。图18为将图1应用于三相电源中的示意图。图19为图18的改进，在负载断开时，电路功耗为0。图20为在图19的基础上，加上可控硅，起保护作用。图21为图19功率因数波形和负载电流仿真的波形细节放大。图22为图19中三个功率因数校正电感的电流波形。
上面结合附图对本实用新型的实施例作了详细说明，但是本实用新型并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本实用新型宗旨的前提下作出各种变化。