一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路的制作方法

本实用新型涉及双路电源切换电路防倒灌技术领域，尤其是一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路。

背景技术：

用其他辅助电源如充电宝、墙上适配器等。对于那些采用了一个墙上适配器或其他辅助电源的应用，当辅助电源接入时，负载将自动地与电池断接。因此需要一种电源切换电路，在输入电源之间进行选择，使功率效率达到最佳，减少功耗，延长电池工作时间，特别是一种超低功耗的电源切换电路，并具有防倒灌，保护前级电路。这实现了两个电源的高效“或”操作，旨在延长电池的使用寿命和减少自发热。

双二极管方案：使用两种二极管分别串接在电源上，电路简单，实现逻辑“或”功能，可以在电池和适配器之间进行选择，当电压通过二极管时有压降，电源高的优先被使用，其缺陷是二极管大约有0.6V的压降，电压降会随着输入电流成比例的功率损耗。随着电流增大，压降也会变大，如用肖特基二极管取代可以降低功率，但是功率损耗仍旧比较大：以肖特基二极管SS54为例，电流 0.1A、1A、10A、20A对应的压降分别为0.3V、0.4V、0.85V、1.4V，对应的损耗分别为0.03W、0.4W、8.5W、28W，意味着通过电流越大，损耗也越大。肖特基二极管缺点是反向电压超过阈值时存在反向电流，一般为毫安级，反向过压时不具有防倒灌功能，因此静态电流一般为毫安级。

二极管+PMOS管方案：如发明专利(一种多输入电源切换电路，申请号： CN201410700845.1)，肖特基二极管串接在Vbus上，电池Vbat使用PMOS管进行控制供电，由上述知二极管压降损耗大；PMOS管以irfb7440pbf为例，典型值RDS(ON)为2mΩ，取RDS(ON)＝2mΩ，电流0.1A、1A、10A、20A对应的压降分别为0.2mV、2mV、20mV、40mV，对应的损耗分别为0.02mW、2mW、0.2W、0.8W，显而易见，使用MOS管方案损耗下降非常大，约为肖特基二极管损耗的几十分之一。

三极管+MOS管方案：如发明专利(电源切换及补偿的装置和方法，申请号： CN200410039550.0)，两路电源均使用三极管控制MOS管对设备供电，其中一路还需要增加额外的第三种高压电源控制MOS管，显然三极管的偏置电阻为千欧姆级，其静态工作电流毫安级。不足之处三极管的静态工作电流毫安级，电流损耗很大，且需要使用的第三种高压电源。

理想二极管方案：使用芯片LTC4412，控制一个外部P沟道MOSFET，用于电源切换近理想型二极管功能。当导通时，MOSFET两端的压降通常为20mV。栅极驱动器包括一个用于MOSFET保护的内部电压箝位。当检测到一个辅助电源时，可采用STAT引脚来使能一个辅助P沟道MOSFET电源开关。该引脚还可被用于在接入了一个辅助电源时向微控制器发出指示信号。控制(CTL)输入使得用户能够强制关断主MOSFET，并将STAT引脚置于低电平。静态电流典型值为11μA与负载电流无关，电路很简单，外围器件很少，具有防倒灌功能，不足之处，其芯片价格较贵，目前价格为每片5～10元。根据LTC4412芯片手册原理图制作PCB 板，使用PMOS管AO3401A，电阻阻值500k欧姆，贴片焊接后进行测试，只有锂电池3.78V供电时(无负载)静态电流13.6μA，且存在输入输出压差17mV；单独外电4.2V供电时(无负载)静态电流19.8μA，若接有电池测量发现辅助PMOS 管(VGS＝-0.09V>VGS(th)＝-0.7V，处于正准备进入导通状态，严格意义上应该为 0V)有0.1μA倒灌电流流向锂电池；有负载时(负载电流1A)还是存在0.1μA 倒灌电流流向锂电池，辅助PMOS管(VGS＝-0.0959V)，说明LTC4412内部控制器不能外部PMOS管进行绝对的关闭(截止)，还是存在微弱的倒灌电流。

因此，对于上述问题有必要提出一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路。

技术实现要素：

本实用新型目的是克服了现有技术中的不足，提供了一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路。

为了解决上述技术问题，本实用新型是通过以下技术方案实现：

一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路，包括第一PMOS管(V1)、第二PMOS 管(V2)、第三PMOS管(V3)、第四PMOS管(V4)、第一NMOS管(V5)和第二 NMOS管(V6)，所述第一PMOS管的漏极连接第三PMOS管的源极，所述第一PMOS 管的源极连接第二PMOS管的源极，所述第一PMOS管的栅极连接第四PMOS管的漏极，所述第二PMOS管的漏极的接电池，所述第二PMOS管的栅极连接第三PMOS 管的漏极，所述第三PMOS管的栅极通过第三电阻(R3)连接第一NMOS管的漏极，所述第四PMOS管的栅极通过第四电阻(R4)连接第二NMOS管的漏极。

优选地，所述第二PMOS管的栅极通过第五电阻(R5)接地，所述第一PMOS 管的栅极通过第六电阻(R6)接地。

优选地，所述第一NMOS管的栅极连接第七电阻(R7)的一端，所述第一NMOS 管的源极分别接地和连接第九电阻(R9)的一端。

优选地，所述第三PMOS管的栅极通过第一电阻(R1)分别连接第七电阻和第九电阻的另一端。

优选地，所述第二NMOS管的栅极连接第八电阻(R8)的一端，所述第二NMOS 管的源极分别接地和连接第十电阻(R10)的一端。

优选地，所述第三PMOS管的栅极通过第二电阻(R2)分别连接第八电阻和第十电阻的另一端。

本实用新型有益效果：本实用新型具有防止倒灌功能，可以保护前级电路；具有非常低的损耗，静态损耗为微安级，使用组合开关电路，电路简单，成本很低，实用性强。

以下将结合附图对本实用新型的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本实用新型的目的、特征和效果。

附图说明

图1是本实用新型的原理图。

具体实施方式

以下结合附图对本实用新型的实施例进行详细说明，但是本实用新型可以由权利要求限定和覆盖的多种不同方式实施。

如图1所示，一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路，电路由4个PMOS管 (V1～V4)、2个NMOS管(V5、V6)、10个电阻(R1～R10)组成。双路电源切换电路属于对称电路，采用一路NMOS+PMOS组合开关管(V3、V5)去控制另外一路电源通路的PMOS管(V2)；另一路NMOS+PMOS组合开关管(V4、V6)去控制一路电源通路的PMOS管(V1)，双路电源切换具有优先级，优先使用电压高的电源，且对两路电源均具有防倒灌功能，保护电源前级电路。

进一步的，所述根据不同损耗需求调整组合开关电路NMOS、PMOS管G极、 S极之间的偏置电阻((R1和R9)或(R2和R10))大小，满足功耗需求。所述电路两种电源均为直流电源，电源差要大于PMOS管(V1、V2)导通阈值电压绝对值|VGS(th)|、优先选择低阈值导通电压的PMOS管。

进一步的，所述电路静态功耗很低，电流损耗为微安级，所述组合开关由 NMOS、PMOS和电阻组成。

进一步的，所述第一PMOS管(V1)和第二PMOS管(V2)可以使用同种型号的P沟道MOS管，导通电流大小根据电路要求来定。所述组合逻辑控制电路具有双路电源无缝切换、防止倒灌功能。

PMOS可以选择D极与S极之间的导通电阻为数毫欧的功率管器件，由两路相同的控制电路组成，每一路控制电路均由MOS管、电阻组成，一路组合开关电路控制另外一路电源(如12V电池)通路的PMOS管(栅极)，另外一路组合开关控制一路电源(如15V充电器)通路的PMOS管(栅极)。通过对双路电源的电压选择、比较后，输出不同的电平控制两路PMOS管(V1、V2)的一路导通另一路截止，由于MOS管属于电压器件，MOS管导通和截止时其电流非常小，可以忽略不计，导通时只损耗很小的电流(微安级)。选用D极与S极之间的导通电阻为数毫欧的PMOS管(V1、V2)，可以通过很大电流(数安培)，那么通过PMOS 管(V1、V2)的压降很小，可以近似为一个理想功率二极管。

本实用新型贴片焊接后进行测试(元器件型号如图1所示)：本方案只有3.7V 锂电池供电时，静态功耗电流功耗为1.1μA；只有墙上适配器4.2V电源供电时，静态功耗电流功耗为1.26μA，PMOS管V2的VGS＝2.9mV，处于截止状态，V2无倒灌电流存在；同时接上两种电源时，静态功耗电流功耗为两者之和为2.36μA， PMOS管V2的VGS＝-1.3mV，处于截止状态，V2无倒灌电流存在。NMOS、PMOS管G 极、S极之间的偏置电阻((R1和R9)或(R2和R10))若焊接更大的阻值，其损耗电流将更小。

以上详细描述了本实用新型的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本实用新型的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本实用新型的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。