用于在仪表和其它装置中使用的宽范围电源的制作方法

本发明涉及开关模式电源，并且更具体地涉及与宽范围的输入电压兼容的开关模式电源。

背景技术：

电力设施通过电气仪表来监控用户的电能消耗。现代电气仪表典型地包括固态电子组件和相关联的电子装置，包括传感器装置、数据处理器、微处理器、存储器装置、时钟和通信装置。这些电子装置为了各种目的而被使用在电气仪表内，所述目的包括消耗检测、消耗计算、数据存储以及自动仪表读取(amr)通信。

与这些电子装置相关联地，电气仪表还包括被配置为提供dc工作电力的电源。典型地，仪表内的电源利用在仪表内可用的ac电力线信号，并且将ac电力线信号转换成一个或多个dc电压电平，以用于由仪表的电子装置使用。

电力是以各种电压电平和服务配置提供给用户(并且因此提供给电气仪表)的。例如，递送到负载的标称电压可以从120伏rms变化到480伏rms。电气服务可以是单相的或多相的，并且多相服务可以是三角形接线的或星形接线的。因此，仪表必须经常被配置以适应它们所连接到的电气服务和电压电平。理想地，单个仪表可以被用于所有情况，以便避免后勤问题并且改进规模经济。例如，与构建并且售卖多个不同版本的仪表——每种仪表专用于不同的电气服务之一——相比，针对各用途构建并且售卖相同的仪表是更成本有效的。

然而，由于多种原因，单个万用仪表是不切实际的。然而，相同的规模经济可以应用于仪表内的部件和/或电路。因此，虽然可能针对不同的电气服务要求不同的仪表设计，但是如果许多相同的部件或电路可以被使用在所有的或许多的设计中，则可以实现成本节约。一个示例是数字处理电路。电气仪表典型地包括生成测量信号的模拟感测装置、将测量信号转换为数字信号的a/d转换器、以及使用数字信号执行计量计算的数字处理电路。因为数字处理电路可以被编程以执行不同的计量计算，所以相同的数字处理电路可以被针对多种不同的电气服务使用在仪表中。

其中可能需要多种设计的领域是电源。因为仪表电源从ac电力线信号获得输入电力，所以存在可能针对每个ac线路电压需要不同的电源的可能性。为了减少针对仪表所要求的各种电源设计，已知的是在仪表中使用宽范围的开关电源。宽范围意味着电源被配置为接收一定范围的输入电压。在一些情况下，单个电源设计可以被用于所有服务电压电平。

美国专利7,180,282示出了声称接受从96伏rms到528伏rms的范围内的输入电压的宽范围电源。因为在这样的电压范围下使用开关晶体管是不实际的，所以美国专利7,180,282教导了如下设计：在任何时候ac正弦波形大于阈值时本质上使开关停止工作。这样的设计降低了否则将是可用的最大可用功率。结果，电源必须被设计成好像它处理比它将另外需要的电力显著更高的电力，这负面地影响了成本、复杂性和大小。

替换的设计是在升压—降压配置中采用功率因数校正电源，以生成低值的未经调节的dc电压。然后可以使用一个或多个电压调节器来生成经调节的dc偏置电压用于数字电路、显示器等。在这种配置中，前端电路是升压pfc转换器，其生成高的但是相对恒定的输出电压。降压转换器然后将电压降低到大约12伏的未调节dc。这种设计不要求大的高压变压器。然而，即使排除了480伏rms那一最高的电压电平，在电气仪表中的大的输入电压范围下使升压转换器工作于恒定输出电压也是不实际的。例如，将330伏rms输入转换成500伏输出的升压转换器不能高效地将40伏rms输入转换成500伏输出。因此，一些当前的设计使用两种电源配置来覆盖从40伏rms到330伏rms的可能的输入电压范围。具体地，第一设计覆盖从40伏rms到140伏rms的输入电压范围，并且第二设计覆盖从85伏rms到330伏rms的输入电压范围。然而，这样的布置要求要被制造、储存以及正确地安装在适当的仪表中的两种不同的设计。

因此存在针对如下的电源的需要：其可以在宽范围的输入电压下使用，避免现有技术的宽范围电源的一些缺点。

技术实现要素：

本发明的至少一些实施例通过提供具有作为输入电压的函数而变化的可变输出电压的升压转换器来应对上面说明的需要以及其它需要。升压转换器的输出可以被提供给生成想要的输出电压的适度宽范围的降压转换器。

第一实施例是包括第一功率转换级和第二功率转换级的功率转换布置。第一功率转换级具有被配置为接收输入电压的第一输入、具有第一输出电压的输出、控制器、可变电阻和具有反馈电压的反馈节点。反馈节点被通过第一阻抗耦合到输出。控制器被可操作地耦合以接收反馈电压，并且被配置为驱动输出以使得反馈电压实质上处在预定值。可变电阻被耦合在反馈节点和参考电压(例如，地)之间。可变电阻具有作为输入电压的函数而变化的电阻值。第二功率转换级具有被可操作地耦合以接收第一输出电压的第二级输入。第二功率转换级被配置为生成第二输出电压，该第二输出电压具有独立于第一输出电压的电压电平而实质上恒定的电压电平。

在一个实施例中，第一功率转换级包括升压转换器，并且第二功率转换级包括降压转换器。

在另一实施例中，功率转换器包括开关转换器电路、具有反馈电压的反馈节点、第一电阻分支和可变电阻。开关转换器电路被可操作地耦合以接收输入电压，并且包括由控制器控制的半导体开关。控制器被可操作地耦合以接收反馈信号。开关转换器电路被配置为在输出处提供输出电压。第一电阻分支被串联耦合在输出和反馈节点之间。可变电阻被耦合在反馈节点和参考电压之间，使得第一电阻分支和可变电阻在反馈节点处形成分压器。可变电阻具有作为输入电压的函数而改变的电阻值。

通过参考以下详细描述和随附附图，上面描述的特征和优点以及其它特征和优点对本领域普通技术人员来说将变得更容易地显见。

附图说明

图1示出根据本发明的至少一些原理的合并可变电阻的功率转换布置的第一实施例的示意性框图；

图2示出图1的功率转换布置的一部分的示意性框图，其进一步详细地包括可变电阻的示例性实施例；

图3示出图1的功率转换布置的第一功率转换级的示例性实施例的示意性框图；

图4示出根据本发明的一些实施例的合并可变电阻的替换的功率转换级。

具体实施方式

图1示出了合并本发明的至少一些原理的功率转换布置100的第一实施例。图1的功率转换布置100可以被容易地采用为电气仪表(未示出)或者可能被耦合到任何宽范围的输入ac电压的其它电子装置中的宽范围电源。

在该实施例中，布置100包括第一功率转换级102、第二功率转换级104和可选的整流器电路106。第一功率转换级102包括开关转换器108、控制器110、输入112、输出114、反馈节点116、第一阻抗118和可变电阻120。在该实施例中，开关转换器108被配置为升压转换器电路，如将在下面进一步详细讨论那样。第二功率转换级104具有第二功率级输入122和第二功率级输出124。在该实施例中，第二功率转换级104被配置为降压转换器，其响应于在输入122处接收的相对宽范围的输入电压而在其输出124处生成实质上一致的未调节dc输出电压。这样的降压转换器是已知的。例如，已知使用降压转换器的开关的电压控制来在受限制的输入电压范围下保持相对一致的输出电压。非限制性的示例可以适当地基于下面讨论的图4的开关转换器408和控制器410而没有可变电阻420。

整流器电路106具有输入126和输出128。一般而言，整流器电路106被配置为在其输入126处接收输入ac电压，并且在其输出128处生成整流的信号。在该实施例中，整流器电路106是半波整流器，其包括串联耦合在输入126和输出128之间的二极管130以及耦合在输出128和地之间的电容器132。将领会的是，如在此使用的"地"指代电路接，并且包括在电路的其余部分处的电压所参照的任何其它参考电压。此外，仅通过示例的方式给出了用作整流器电路106的半波整流器，并且也可以适当地使用包括但是不限制于全波桥式整流器的其它整流器电路。

第一转换器级102的输入112被可操作地耦合以从整流器电路106的输出128接收输入电压vin。因此，在该实施例中，输入112被可操作地耦合以从输出128接收经整流的信号。开关转换器108被配置为在其输出114处从输入电压vin生成第一输出电压vout_1。为此，开关转换器108包括由控制器110控制的半导体开关109。反馈节点116被串联地部署在第一阻抗118和可变电阻器120之间。在该实施例中为电阻器的第一阻抗118被从输出114串联耦合到反馈节点116。可变电阻器120被可操作地串联耦合在反馈节点116和地之间。因此，反馈节点116是由第一阻抗118和可变电阻120形成的分压器的输出。

控制器110被可操作地耦合以从反馈节点116接收反馈电压vf，并且被配置为控制开关109以驱动输出，使得反馈电压vfb是被朝着在预定值下实质上恒定来驱动的。可变电阻120具有作为输入电压vin的函数而变化的电阻值rv。因此，将领会的是，因为电压vfb被保持恒定，所以在输入电压vin上的改变将改变开关转换器108的输出电压vout_1。一般而言，该实施例中的可变电阻120被选取以在如下的范围内工作：在工作范围下其在最低输入电压vin处使得提供近似为如在工作范围内其在最高输入电压vin处提供的输出电压的一半那么多的输出电压。

可变输出电压的一个目的是减少在第一功率转换级102中的应变和效率损失——其可能是另外存在的，如果要在整个输入电压工作范围上(例如从40v到330v，或者甚至从40v到480v)保持恒定的输出电压的话。例如，在330v输入电压的情况下升压转换器的恒定输出电压可能合理地为500vdc，并且仍然相对高效地工作。在40v的输入的情况下使用相同的升压转换器来生成500vdc的恒定输出电压要求近似12:1的增益，这既不实际也不高效。在图1的布置100中，可以适当地选取可变电阻120以提供不多于6:1的低输入电压增益，因此在vin=40v下提供240v的输出电压vout_1，同时在高端输入电压vin=330v下仍然提供例如500v。

换句话说，可以选取可变电阻120以在输入电压vin工作范围的低端处产生如下的输出电压vout_1：其是在输入电压vin工作范围的高端处的输出电压vout_1的40%到60%。因此，对于vin_min到vin_max的vin输入工作范围(其中vin_max-vin_min=δ1)而言，选取可变电阻120以使得对应的输出电压vout_1在从vout_min到vout_max的范围内，其中vout_min到vout_max为δ2，并且δ2<δ1。

图2示出了可以在图1的电路中使用的可变电阻120的示例性实施例。该实施例中的可变电阻包括电流镜像202、固定电阻器204以及感测阻抗或感测电阻器206。电流镜像202被可操作地耦合在反馈节点116和地之间，并且被进一步可操作地经由感测电阻器206耦合到输入112。电流镜像202被配置为从反馈节点116汲取电流i2，该电流i2对应于利用输入电压vin通过感测阻抗206生成的感测电流i1。该实施例中的固定电阻器204是耦合在反馈节点116和地之间的固定电阻器(即，不可变)。如将在下面讨论的那样，固定电阻器204工作以缩放vin对输出电压vout_1的影响。

在该实施例中，电流镜像包括第一fet208、第二fet210、第一电阻器212和第二电阻器214。第一fet208包括栅极208a以及第一输出和第二输出(例如，漏极和源极)端子208b和208c。第二fet210类似地包括栅极210a以及第一输出和第二输出(例如，漏极和源极)端子210b和210c。第一fet208的第一输出端子208b被可操作地耦合以从反馈节点116接收电流i2，并且第二输出端子208c被可操作地耦合以向第一电阻器212提供电流i2。第二电阻器212被进一步耦合到地。

第二fet210的第一输出端子210b被可操作地耦合以从感测电阻器206接收电流i1，并且第二输出端子210c被可操作地耦合以向第二电阻器214提供电流i1。第二电阻器214被进一步耦合到地。第二fet210的栅极210a被直接耦合到第一输出端子210b和第一fet208的栅极208a这两者。

再次参照图1，第二功率转换级104的输入122被可操作地耦合以从第一功率转换级102的输出114接收输出电压vout_1。第二转换器级104被配置为在输出124处生成稳定的输出电压vout_2，其是在至少从vout_min到vout_max的范围下的预定电压电平。将注意到因为δ2小于δ1，所以第二功率转换级102可以在用于可变输入开关模式功率转换器电路的普通工作范围内。在该实施例中，第二功率转换级102可以是可变输入电压降压转换器，其被配置为针对240vdc到500vdc的输入范围生成近似12vdc的输出电压vout_2。

第二功率转换级104的输出124被可操作地连接以将输出电压vout_2提供给其它装置132和/或一个或多个电压调节器134，其进而可以向各种数字/处理电路136提供低压dc偏置电力。数字/处理电路可以适当地是例如电气仪表的处理电路，这在本领域中是已知的。

在工作中，输入126接收来自公用电力源(未示出)的ac电压vac。理想地，ac电压vac在120vac和330vac之间，但是在一些情况下可能如40vac那么低。二极管130和电容器132作为半波整流器工作，以在输出处产生整流形式的vac，其成为对于第一功率转换级102的输入电压vin。虽然vin被整流，但是其具有对应于vac的峰值电压(大致为1.41vac)。

开关转换器108基于输入电压vin和由控制器110提供给开关109的控制信号cs在输出114处生成输出电压vout_1。由第一阻抗118和可变电阻120创建的分压器在反馈节点116处生成反馈电压vfb。可变电阻器120还接收输入电压vin。可变电阻器120具有作为vin的电压电平的函数的电阻。

控制器110工作以保持vfb恒定。具体地，开关转换器108基于由控制器110提供的控制信号cs来控制输出电压vout_1的电平。控制器110进而生成作为反馈电压vfb的函数的控制信号cs。如在本领域中已知的那样，控制器110被配置为生成控制信号cs并且将控制信号提供给开关109以驱动输出vout_1，使得反馈电压vfb相对恒定。为此，控制器110生成相对高频的开关信号(例如，方波信号)，并且使占空比变化以调制输出电压vout_1(并且因此调制vfb)，以朝着预定的设定点驱动vfb。

当vfb处在预定的设定点时，输出电压vout_1取决于可变电阻rv的值。具体地，因为可变电阻120的电阻rv可以改变，并且因为反馈电压vfb和第一阻抗118的电阻r1是恒定的，所以输出电压vout_1作为可变电阻rv的函数而改变。

现在进一步详细地讨论图2的可变电阻120的实施例的操作。参照图2，电压vin生成通过感测电阻器206和第二电阻器214的电流i1。该电流i1被通过电流镜像202的操作镜像到i2。电流i2是从反馈节点116汲取的。电流ip也是通过固定电阻器204从反馈节点116汲取的。电流ip和i2这两者是通过电阻器118提供的。作为结果，通过第一阻抗118的电流有效地为i2+ip。输出电压vout_1因此可以被表达为：

(1)vout_1=vfb+(i2+ip)*r1

其中r1是第一阻抗118的电阻。因此，随着vin增加，i1增加，这进而引起i2增加。随着i2增加，i2+ip增加。随着i2+ip增加，vout_1将成比例地增加，如在等式(1)中示出那样，因为控制器110保持vfb恒定。应当选取感测电阻器206的值rs，使得输入电压范围vin的最大值产生最大的想要的输出电压vout_1。

再次参照图1，如在上面讨论那样，在该实施例中，第一功率转换级102是升压转换器。在非限制性的示例中，可变电阻器120可以被设计以使得在下限对应于vac=40而vin=56v(峰值)时，输出电压是280v—330v，或者使得第一功率转换级的增益是5:1或6:1，并且在高电压电平(诸如vin=466，其对应于上限vac=330)下第一转换器级的增益为近似为1.1:1，或者大约500v。这样的限制允许半导体开关109的占空比保持在合理的范围内。

第二功率转换级104的输入122接收输出信号vout_1，并且从其生成未调节的dc电压vur。因为第二功率转换级104是可变输入电力转换电路，例如降压转换器，所以未调节的dc电压vur保持恒定而不管vout_1是处在其最低工作电压(例如330v)还是处在其最高工作电压(例如500v)。注意的是，与410伏的输入电压vin的工作范围相对，第二转换器级104仅被要求处理跨170伏的范围的输入电压。更重要地，第二转换器级104的最高输入电压小于最低输入电压的两倍，而在该示例中最高的vin_high是最低的vin_low的八倍以上。能够处理其中最大值小于最小值的两倍的电压输入范围的降压转换器在本领域中是熟知的。

因此，上面描述的实施例允许宽输入范围的电源，其不将单独的转换器级102或104驱动到非常低效的工作区。

图3进一步详细地示出了升压功率因数转换级102的示例性实施例，升压功率因数转换级102被配置为生成作为可变输入电压的函数的可变输出电压，但是其中输出电压的范围比输入电压的范围窄。同样的参考标号被用于标识与图1和图2同样的参考标号。

如在图3中示出那样，第一转换器级102的输入112也是对于开关转换器108的输入。在该实施例中，开关转换器108包括电感元件302、整流器304、半导体开关109和电容器306。将领会的是，开关转换器108可以进一步包括各种过压和/或过流保护装置和/或启动电路，以及其它常见的pfc元件。

可以适当地为n沟道mosfet的半导体开关109包括控制端子109a、第一端子(例如漏极)109b和第二端子(例如源极)109c。控制端子109a被可操作地耦合以从控制器110接收控制信号。第二端子109c被耦合到地。可以适当地为电感器的电感元件302被串联连接在输入112和半导体开关109的第一端子109b之间。电感元件302被可操作地耦合到输入112以接收输入电压vin。整流器304被串联耦合在半导体开关109的第一端子109b和开关转换器108的输出端子之间，该输出端子是第一功率转换级102的输出114。可以适当地为二极管的整流器304被偏置以将从电感元件302接收的电流传导到输出114。电容器306耦合在输出114和地之间。

如在图1和图2中示出那样，输出114被耦合以向串联连接在输出114和反馈节点116之间的第一阻抗118提供输出电压vout_1。反馈节点116被可操作地耦合以向控制器116提供反馈电压vfb。电流镜像202被耦合在反馈节点116和地之间，并且被进一步经由感测阻抗206可操作地耦合到第一输入112。

如上面讨论那样，电流镜像202被配置为从反馈节点116汲取电流，该电流对应于利用输入电压vin通过感测阻抗206生成的电流。固定电阻器204被从反馈节点116耦合到地。

在上面与图1和图2有关地一般地阐述了第一转换级102的操作。电感元件302、开关109、整流器304和电容器306作为升压pfc转换器的工作的附加细节对于本领域普通技术人员来说将是已知的。

将领会的是，第一转换级102可以被使用在除了图1中示出的那样之外的电路中。图3的第一功率转换布置102可以被使用在其中输出电压可能是可变的任何情况中，但是应当具有小于输入电压的范围的范围。

类似地，根据本发明的具有可变输出的功率转换级可以是利用降压pfc电路实现的，或者是利用任何其它ac/dc或dc/dc转换器拓扑(是pfc或不是pfc)实现的。通过示例的方式，图4示出了降压转换布置400，其实现可变电阻器420以生成作为可变输入电压的函数的可变输出电压，但是其中输出电压的范围比输入电压的范围窄。布置400包括开关转换器408、控制器410、输入412、输出414、反馈节点416、第一阻抗418和可变电阻420。在该实施例中，开关转换器408是降压转换器电路，如将在下面进一步详细讨论的那样。

输入412被可操作地耦合以接收输入电压vinb。开关转换器408被配置为根据输入电压vinb在其输出414处生成第一输出电压vout_1b。为此，开关转换器408包括半导体开关409、整流器450、电感元件452、电容器454和控制器410。可以适当地为mosfet的半导体开关409包括控制端子409a、第一端子(例如，漏极)409b和第二端子(例如，源极)409c。控制端子409a被可操作地耦合以从控制器410接收控制信号。第一端子409b被可操作地耦合以接收来自输入412的输入电压vinb。

可以适当地为电感器的电感元件452被串联连接在半导体开关409的第二端子409c和输出414之间。整流器450被串联耦合在半导体开关409的第二端子409c和地之间。可以适当地为二极管的整流器450被从第二端子409c反向偏置到地。电容器454被耦合在输出114和地之间。

如在图1和图3的实施例的情况下那样，该实施例中的可变电阻420包括电流镜像462、固定电阻器464和感测阻抗或感测电阻器466。电流镜像462被可操作地耦合在反馈节点416和地之间，并且被进一步可操作地经由感测电阻器466耦合到输入412。电流镜像462被配置为从反馈节点416汲取电流i2b，其对应于利用输入电压vinb通过感测阻抗466生成的感测电流i1b。该实施例中的调整电阻器466是耦合在反馈节点416和地之间的非可变电阻器。电流镜像462可以适当地具有与电流镜像202相同的设计，并且以类似的方式工作。因此，类似于图2的实施例，固定电阻器464工作以缩放vinb对输出电压vout_1b的影响。

反馈节点416是其中第一阻抗418连接到可变电阻器420并且具体地连接到固定电阻器464和电流镜像462的节点。在该实施例中为电阻器的第一阻抗418从输出414串联耦合到反馈节点416。因此，反馈节点416是由第一阻抗418和可变电阻420形成的分压器的输出。控制器410被可操作地耦合以从反馈节点416接收反馈电压vfbb，并且被配置以控制开关409以驱动输出，使得反馈电压vfbb被驱动为实质上恒定的预定值。

以与图1至图3的实施例相同的方式，可变电阻420具有作为输入电压的函数而变化的电阻值。因此，将领会的是，因为电压vfbb是恒定的，所以在输入电压vinb上的改变将改变输出电压vout_1b。

在工作中，输入412接收输入电压vinb，其可以适当地是被整流的ac电压。开关转换器408的元件在熟知的降压转换器工作中进行协作以基于输入电压vinb和由控制器410提供给开关409的控制信号csb在输出414处生成输出电压vout_1b。与图3的升压转换级102不同，降压开关转换器408产生低于输入电压vinb的输出电压vout_1b。

在任何情况下，由第一阻抗418和可变电阻420创建的分压器在反馈节点416处生成反馈电压vfbb。可变电阻器420还接收输入电压vinb。由于上面讨论的原因，可变电阻器420具有作为vinb电压电平的函数的电阻。

控制器410工作以保持vfbb恒定。具体地，开关转换器408调制其周期性控制信号csb的占空比，以控制输出电压vout_1b的电平。控制器410调制作为反馈电压vfbb的函数的占空比。如在本领域中已知那样，控制器410被配置为对控制信号csb的占空比进行控制以将输出vout_1b驱动到如下的电压：该电压引起反馈电压vfbb处于(或被驱动朝向)恒定的预定电平。

当vfbb处在预定设定点时，输出电压vout_1b取决于可变电阻420的值rv。具体地，因为可变电阻420的电阻rv可以改变，并且因为反馈电压vfbb和第一阻抗418的电阻r1b是恒定的，所以输出电压vout_1b作为可变电阻rv的函数而改变。

图4的布置因此图示图2和图3的可变电阻可以被如何容易地与降压转换级相关地实现。图4的布置还可以与其它转换级组合以提供恒定的输出电压功率转换器。

将领会的是，上面描述的实施例仅仅是说明性的，并且本领域普通技术人员可以容易地设计出他们自己的实现和修改，所述实现和修改合并有本发明的原理并且落入到本发明的精神和范围内。在一种修改中，本领域普通技术人员将领会，可以在输出节点(例如114、414)和反馈节点(例如116、416)之间采用类似于在此的可变电阻器120的可变电阻以实现在此讨论的结果。