一种抑制直流链尖峰电压的Y源逆变器的制作方法

本发明涉及y源逆变器领域。

背景技术：

y源逆变器是未来适用于光伏板，蓄电池，超级电容等场景的理想高升压比阻抗源逆变器。然而，目前的y源逆变器具有直流链电压尖峰过高的问题。

在设计耦合电感型阻抗源逆变器时，为了避免开关管被电压尖峰击穿，现有的做法是采用高耐压的开关管器件。但是高耐压的开关管器件掺杂度较低，电导调制效应较弱，故而有更高的导通电阻。这样的开关管在工作的时候会产生更大的功率损耗，这不仅降低了电源的效率，同时也增大了开关器件失效的风险，而且相应散热片的体积也会增大，使得电源的便携性减弱。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有y源逆变器的直流链电压尖峰过高的问题，从而提供一种抑制直流链尖峰电压的y源逆变器。

本发明所述的一种抑制直流链尖峰电压的y源逆变器，包括y源网络电路、箝位电路和逆变桥电路；

y源网络电路包括：电感lin、二极管d1、电解电容c1、耦合电感n1、耦合电感n2和耦合电感n3；

箝位电路包括：电解电容c2、电解电容c3和二极管d2；

电感lin的一端连接直流电源的正极，电感lin的另一端同时连接二极管d2的阳极和电解电容c2的负极，二极管d2的阴极同时连接二极管d1的阳极和电解电容c3的正极，二极管d1的阴极连接耦合电感n1的同名端，耦合电感n1的异名端、耦合电感n2的同名端和耦合电感n3的同名端相耦合，耦合电感n2的异名端连接电解电容c1的正极，电解电容c1的负极和电解电容c3的负极同时连接直流电源的负极和逆变桥电路的负向输入端，电解电容c2的正极连接耦合电感n3的异名端和逆变桥电路的正向输入端；逆变桥电路用于为负载或电网供电。

优选的是，y源逆变器包括直通模式和非直通模式；

逆变桥电路等效为开关管sw；直通模式下，开关管sw闭合，非直通模式下，开关管sw断开。

优选的是，y源逆变器的升压公式为：

vo＝bmvin

其中，vdc为直流母线电压，k为耦合电感系数，d为直通占空比，vin为输入电压，b为升压系数，m为调制比，vo为y源逆变器输出电压。

本发明的一种抑制直流链尖峰电压的y源逆变器，流过耦合电感漏感的电流不会立刻发生变化，箝位电路还将漏感上的能量储存到了电容之中，电路的效率也得到了提升。本发明不仅抑制了直流链电压尖峰，而且提高了电路效率。

附图说明

图1是具体实施方式一所述的一种抑制直流链尖峰电压的y源逆变器的电路图；

图2是具体实施方式二中的y源逆变器的工作波形图；

图3是具体实施方式二中的y源逆变器的四种工作模式下的等效电路图；

(a)表示直通模式，对应图4中t0至t1时段，(b)表示直通模式，对应图4中t1至t2时段，(c)表示非直通模式，对应图4中t2至t3时段，(d)表示非直通模式，对应图4中t3至t0时段；

图4是具体实施方式二中的不含有箝位电路和逆变桥电路的等效电路图；

(a)表示直通模式，(b)表示非直通模式；

图5是具体实施方式二中的y源逆变器输入电流、电压和输出电流、电压的实验波形图；

图6是具体实施方式二中的本发明的y源逆变器的二极管电压、电流波形以及母线电压实验波形；

图7是具体实施方式二中的不含有箝位电路和逆变桥电路的y源逆变器的二极管电压、电流波形以及母线电压实验波形；

图8是具体实施方式二中的不含有箝位电路和逆变桥电路的y源逆变器和本发明的y源逆变器的效率对比图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的一种抑制直流链尖峰电压的y源逆变器，包括y源网络电路、箝位电路和逆变桥电路；

y源网络电路包括：电感lin、二极管d1、电解电容c1、耦合电感n1、耦合电感n2和耦合电感n3；

箝位电路包括：电解电容c2、电解电容c3和二极管d2；

电感lin的一端连接直流电源的正极，电感lin的另一端同时连接二极管d2的阳极和电解电容c2的负极，二极管d2的阴极同时连接二极管d1的阳极和电解电容c3的正极，二极管d1的阴极连接耦合电感n1的同名端，耦合电感n1的异名端、耦合电感n2的同名端和耦合电感n3的同名端相耦合，耦合电感n2的异名端连接电解电容c1的正极，电解电容c1的负极和电解电容c3的负极同时连接直流电源的负极和逆变桥电路的负向输入端，电解电容c2的正极连接耦合电感n3的异名端和逆变桥电路的正向输入端；逆变桥电路用于为负载或电网供电。

s1至s4为形成逆变桥电路的开关模块。

本实施方式的y源逆变器能够完全钳位住直流母线的电压，并且能够回收以电压尖峰的形式消耗在逆变桥电路的开关管上的能量，进一步提高逆变器的效率。

具体实施方式二：结合图2至图8具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的一种抑制直流链尖峰电压的y源逆变器作进一步说明，本实施方式中，y源逆变器包括直通模式和非直通模式；

逆变桥电路等效为开关管sw；直通模式下，开关管sw闭合，非直通模式下，开关管sw断开。

y源逆变器工作时分为直通模式和非直通模式，其中，直通模式和非直通模式下均包含了线性区。在线性区中，耦合电感等效的漏感上的电流会缓慢线性地改变，因而在漏感两端不会有大的电压尖峰出现。y源逆变器的工作波形如图2所示，各个模式下的等效电路如图3所示。其中交流输出被等效为一个电流源，逆变桥电路则被等效为开关管sw。在直通模式下，等效开关sw闭合；而在非直通状态下，等效开关断开。

图2和图3中参数定义如下：gsw为开关驱动信号，ic2为流经电解电容c2的电流，ic3为流经电容c3的电流，i3为流经n3的电流，i2为流经n2的电流，i1为流经n1的电流，id2为流经二极管d2的电流，vd1为二极管d1两端电压，vd2为二极管d2两端电压；iin为输入电流，vlin为电感lin两端电压，vc1为电容c1两端电压，vc2为电容c2两端电压，vc3为电容c3两端电压，vlk为漏感lk两端电压，ist为流经开关的电流，vdc为开关两端电压(直流母线电压)，io为负载电流。

其中[t0,t1]的时间间隔很短，对电路中无源器件的能量并没有影响，所以可以忽略。在[t3,t0]时间段中，二极管d2断开，出现在二极管d2两端的反向电压以及出现在母线上的电压跌落很小，因而也可以忽略，所以可以将图3的(c)和(d)视为同一个等效电路。在对励磁电感lm和电感lin应用伏秒平衡原理后，可以得到y源逆变器的升压公式：

其中，k为耦合电感系数，n1至n3分别为耦合电感n1至n3的线圈匝数，vdc为直流母线电压，k为耦合电感系数，d为直通占空比，vin为输入电压，b为升压系数，m为调制比，vo为y源逆变器输出电压。由公式(1)可知，直通占空比d和调制比m的范围：

0≤d＜dmax＝1/(1+k),0＜m＜mmax＝1-d(2)

不含有箝位电路和逆变桥电路的y源逆变器的等效电路如图4所示，其中耦合电感被等效为一个理想的耦合电感和一个漏感，漏感由波浪线表示。

在图4(a)中，流过漏感的电流为

i1＝0(3)

在图4(b)中，流过漏感的电流为

p为逆变器功率，在图4中，当开关由导通到关断时，流过直流母线的电流会在瞬间发生改变，同时又使得流过漏感的电流在瞬间从(3)中计算出来的电流值变化到从(4)中计算出来的电流值。根据电感电压和电流变化速率的关系

可以发现当电流变化速率过快时会在漏感两端产生很大的电压，这个电压同时也抬高了直流母线上的电压，因而在直流母线上产生电压尖峰。

本发明的y源逆变器中，当电路从图3(b)所示的工作状态转变到图3(c)所示的工作状态时，即使开关sw断开，二极管d2也会即刻导通，构成新的电流回路，因此流过漏感的电流不会立刻发生变化。同时，箝位电路还将漏感上的能量储存到了电容之中，电路的效率也得到了提升。

为了验证本发明的实用性，设计了基于dsptms320f2812的200w实验平台。耦合电感系数k＝3(n1:n2:n3＝40:40:80)，升压系数b＝2.5，调制比m＝0.8。输入电压为80v，逆变器直流母线电压200v，输出额定电压为110vac、50hz，负载r＝60ω，开关频率为40khz。

图5为y源逆变器输入电流、电压和输出电流、电压的实验波形。直通占空比为0.13，输出电压为155v(理论值为160v)。

图6为二极管电压、电流波形以及母线电压实验波形。在本发明的y源逆变器中，母线电压为200v，而电压尖峰仅为30v，有效地消除了母线上的电压尖峰。作为对比，图7展示了不含有箝位电路和逆变桥电路的y源逆变器的二极管电压、电流波形以及母线电压实验波形。在y源逆变器中，母线电压为200v，而电压尖峰达到了330v。

图8是不含有箝位电路和逆变桥电路的y源逆变器和本发明的y源逆变器的效率对比图，a为不含有箝位电路和逆变桥电路的y源逆变器，b为本发明的y源逆变器，可以看到本发明的y源逆变器具有更高的效率。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。